В этой статье речь пойдет о LLC резонансном импульсном источнике питания (ИИП), для УМЗЧ на базе контроллера IRS27952 (он же IRS27951), так же будет подробно описан упрощенный метод расчета всех элементов для данного импульсного блока питания. Сразу хочется обратить внимание на то, что процесс расчета и изготовления резонансного ИИП весьма сложен и не каждый сможет с ним справиться, поэтому не рекомендуется браться за построение данного блока питания малоопытным радиолюбителям, правильно оценивайте свои силы. Само собой, для изготовления подобного источника питания, в наличии должен быть осциллограф и прибор, позволяющий измерять емкость и индуктивность (LC-метр). Описанный в статье метод расчета - упрощенный, он не учитывает всех нюансов и тонкостей, но его достаточно чтобы построить работоспособный резонансный импульсный источник питания. В статье не будет подробного описания принципа работы резонансных импульсных преобразователей, основной упор будет сделан на описание процесса расчета и изготовления резонансного ИИП.

В чем же преимущества резонансного ИИП в сравнении с "классическим импульсником"? Преимущества резонансного режима - это низкие потери и электромагнитные помехи (которые гораздо проще поддаются контролю и фильтрации), ниже потери восстановления выпрямительных диодов, меньше нагрузка на все элементы блока питания, что дает повышенную надежность и долговечность относительно "классических ИИП", возможность работы на гораздо более высоких частотах без ущерба эффективности, надежности и стоимости. И самый главное преимущество: резонансник - это модно:D

• Выходная мощность (расчетная) = 250Вт
• Выходная мощность (максимально испытанная) = 276Вт
• Выходное напряжение (в диапазоне от 0Вт до 276Вт) = +/- 40В (+/-0.1В)
• КПД (при выходной мощности 276Вт) = 92%

Осциллограммы формы тока через первичную обмотку резонансного трансформатора (при разных значениях выходной мощности):

Описываемый ИИП имеет в наличии софт-старт, защиту от короткого замыкания в нагрузке и стабилизацию выходного напряжения, которая точно поддерживает выходное напряжение преобразователя на одном уровне, во всем диапазоне выходных мощностей. При работе на выходной мощности до 200Вт, нет никакого ощутимого нагрева, ни одного из элементов блока питания. Силовые ключи на радиатор не устанавливались. При выходной мощности 276Вт, ключи становятся едва ощутимо теплыми, но уже ощутимо начинает разогреваться первична обмотка трансформатора. Защита от КЗ работает исправно. При замыкании выхода преобразователя, прекращается генерация, блок питания переходит в спящий режим и находится в нем до того момента пока короткое замыкание не будет устранено. После устранения короткого замыкания, по прошествии определенного времени, блок питания самостоятельно перезапускается и продолжает работу в нормальном режиме.

Схема резонансного импульсного источника питания на базе IRS27952:

Подробно описывать принцип работы схемы не буду, остановлюсь лишь на отдельных моментах. Первоначальный запуск преобразователя происходит через цепь из резисторов R16, R10, R7 и R6. Дальнейшее питания контроллера осуществляется от цепи самопитания (R14, C8, VD4, VD7). Стабилитрон VD2 поддерживает напряжение питания контроллера на одном уровне - 16В. Хочу обратить внимание, что IRS27952, в отличает от например IR2153 и IR2161, не имеет встроенного стабилитрона, поэтому применение внешнего стабилитрона строго обязательно, иначе контроллер гарантированно выйдет из строя. Конденсаторы C3 и C5 сглаживают пульсации и устраняют помехи в цепи питания IRS27952. Цепочки резисторов R1, R2, R3 и R5, R9, R15 - предназначены для разрядки конденсаторов после отключения сетевого питания преобразователя. Отдельное внимание следует уделить следующим элементам: Rfmin, Rfmax, Rfss, Ct, Css - это частото и время задающие элементы преобразователя, их номиналы необходимо рассчитывать под ваши конкретные задачи, об этом будет далее. Стабилитроны VD10 и VD13, так же подбираются под необходимое вам выходное напряжение: суммарное напряжение стабилизации двух стабилитронов должно быть равно расчетному значению выходного напряжения одного плеча, в данном случае для получения выходного напряжения +/-40В, применены два стабилитрона по 20В. Пожалуй это все что можно рассказать о схеме, принципиально она мало отличается от любой из схем импульсного преобразователя, выполненного на контроллерах от International Rectifier (теперь уже - Infineon). Самое время перейти к расчету.

Расчет резонансной цепи. Для расчета нам потребуется программа ResonantSMPS из состава пакета , авторства Старичка. Сразу скажу, что метод расчета описанный далее, является упрощенным и опытный глаз сможет найти в нем некоторые упущения, сделано это намерено, ради того чтобы максимально упростить расчет, чтобы максимальное числом неподготовленных радиолюбителей смогло повторить данный резонансный ИИП. И так, открываем программу и вводим исходные данные:

На первом этапе вводим все исходные данные как на скриншоте выше (дальше мы будем их корректировать). Все что вам нужно выбрать самостоятельно - это выходное напряжение. В окошке напротив "Номинальное напряжение, В", вводим необходимое вам напряжение. Например, если вам необходимо двухполярное выходное напряжения +/-40В, то вводим 80В (80В=40В+40В). Повторюсь: необходимо подобрать номиналы стабилитронов VD10 и VD13, таким образом, чтобы их суммарное напряжение стабилизации было примерно равно необходимому вам выходному напряжению ИИП (напряжению одного плеча). То есть, если вам необходимо выходное напряжение +/-40В, то необходимо использовать два стабилитрона по 20В, если необходимо например +/-35В, то стабилитрон VD10 на 30В и стабилитрон VD13 на 5,1В. Номинальный ток вычисляем из необходимой нам выходной мощности блока питания и напряжения. Допустим мы хотим получить ИИП с выходной мощностью 200Вт, значит нам необходимо желаемые 200Вт разделить на номинальное напряжение, в нашем случае 200Вт/80В и получится номинальный ток = 2,5А - это значение вписываем в соответствующее окошко программы. Прямое падение на диодах указываем 1В. Если вы знаете точное значение падения напряжения на диоде, то указывайте его, но в любом случае можно указывать прямое падение на диодах равно одному вольту, на точность расчета это почти никак не повлияет, на работоспособность тем более. Далее выбираем тип выпрямления - мостовое. И вводим желаемые диаметры проводов, которыми вы будете наматывать трансформатор. Диаметр провода не должен быть более 0,5мм, лучше использовать более тонкий провод и мотать в несколько жил. После этого выбираем подходящий сердечник:

Я использовал сердечник ETD29 и поэтому на плате посадочное место сделано под этот тип и размер сердечника, под любой другой сердечник придется корректировать печатную плату. А вам необходимо выбрать такой сердечник, чтобы он подходил по габаритной мощности и вся обмотка уместилась на его каркасе. После выбора сердечника, жмем кнопку "Рассчитать" и смотрим что у нас получилось:

Сразу нужно выставить минимально возможную величину немагнитного зазора, равную той, что предлагает программа (в моем случае 0,67мм) и снова нажать кнопку "рассчитать". После этого смотрим только на одну строку - это "емкость резонансного конденсатора". Чтобы упростить себе жизнь и не тратить свое время и силы на подбор нестандартной емкости из нескольких последовательно-параллельно соединенных конденсаторов, меняем значение резонансной частоты в соответствующем окошке программы, таким образом, чтобы емкость резонансного конденсатора получилась равна какому-либо стандартному значению емкости. В моем случае емкость резонансного конденсатора получилась 28нФ, ближайшее стандартное значение 33нФ, к этому значению и будем стремиться.

При манипуляциях с резонансной частотой, величину зазора всегда нужно устанавливать минимальной или очень близкой к минимальному значению что предлагает программа. Резонансную частоту я рекомендую выбирать в диапазоне 85 - 150кГц.. В моем случае резонансная частота, соответствующая "удобной" резонансной емкости, получилась 90кГц. Все самые главные цифры которые вам нужно запомнить, записать, заскринить, которые понадобятся в дальнейшем:

Значения в красных прямоугольниках понадобятся вам при намотке трансформатора. Хочу обратить внимание, что число витков вторичной обмотки соответствует введенному значению выходного напряжения - 80В. Если мы хотим получить блок питания с двухполярным выходным напряжением +/-40В, необходимо мотать не одну, а две вторичные обмотки, в данном случае две обмотки по 12-13 витков (полученные 25 витков делим на два). Для дальнейших расчетов нам нужно взглянуть на передаточную характеристику (для этого нужно на нажать на соответствующую кнопку в левом верхнем углу окна программы):

Запоминаем значения Fmin и Fmax. У нас они равны: Fmin=54кГц, Fmax=87кГц. Эти значения нам будут нужны для дальнейших расчетов.

Расчет номиналов обвязки IRS27952. В самом конце этой статьи нужно скачать файл NominaliObvyazki.xlsx . Для открытия его вам потребуется Microsoft Excel. Открываем файл и видим следующее:

Осталось только ввести наши Fmin и Fmax полученные выше и получить все номиналы обвязки IRS27952. Единственное, нам нужно выбрать емкость конденсаторы Ct, который задает величину мертвого времени. По хорошему, для этого потребовался бы достаточно сложный расчет, который необходимо выполнять исходя из параметров применяемых ключей, но поскольку у нас расчет упрощенный, я рекомендую просто использовать в качестве конденсаторы Ct, конденсатор с емкостью 390-470пФ. Этой емкости и соответствующего ему - мертвого времени, будет достаточно чтобы не перейти в режим жесткого переключения, при применении большинства популярных ключей, таких как как IRF740, STP10NK60, STF13NM60 и указанных в схеме 2SK3568. Оптимальная продолжительность софт-старта - 0,1 сек, можно установить большую продолжительность до 0,3 сек, больше не имеет смысла (при выходной емкости конденсаторов ИИП до 10000мкФ). Вводим наши Fmin и Fmax и получаем:

Все номиналы обвязки (кроме емкости конденсатора софт-старта), автоматически округляются до ближайших стандартных значений. Тут же можно видеть фактические значения минимальной, максимальной частот и частоты софт-старта, которые получатся с применяемыми стандартными номиналами обвязки. Емкость конденсатора софт-старта набирается из нескольких конденсаторов, керамических SMD и электролитического, для этого предусмотрено достаточно места на печатной плате. На этом расчет можно считать оконченным.

Реализация резонансной цепи. В резонансную цепь входят: резонансный трансформатор, резонансная емкость и дополнительный резонансный дроссель (если он необходим). Номинал резонансной емкости нам уже известен. Резонансный конденсатор должен быть пленочным, типа CBB21 или CBB81, допускается так же CL21 (но не рекомендуется). Напряжение конденсатор должно быть не менее 630В, лучше 1000В. Связано это с тем, что максимально допустимое напряжение на конденсаторе зависит от частоты тока через конденсатор, конденсатор на 400В проживет не долго. И теперь самое интересное - резонансный трансформатор. Для его намотки у нас есть все необходимые исходные данные. Как мотать? Вариантов есть несколько. Первый вариант: мотать как обычный трансформатор - мотаем первичку на всю ширину каркаса, после мотаем вторичку на всю ширину каркаса (или наоборот, сначала вторичку, потом первичку). Второй вариант: мотать вторичку на всю ширину каркаса, а первичку на половину или на треть ширины каркаса (или наоборот - первичку на всю ширину, а вторичку на половину или треть ширины каркаса). И третий вариант: использовать секционную намотку, когда первичная и вторичная обмотки полностью разделены. Для этого потребуется либо специальный секционированный каркас или такой каркас придется сделать самому, разделив каркас пластиковой перегородкой.

Зачем это и что это дает? Первый вариант - самый простой, но дает минимальную индуктивность рассеивания. Второй вариант - очень неудобный в намотке, дает среднюю по величине индуктивность рассеивания. Третий вариант - дает самую высокую и самую предсказуемую величину индуктивности рассеивания, кроме того наиболее удобный в намотке способ. Вы можете выбирать любой из вариантов. После того как вы определились с вариантом намотки и намотали нужное количество витков первичной и вторичной обмоток, необходимо изменить получившуюся индуктивность рассеивания первичной обмотки получившегося трансформатора. Для этого необходимо собрать трансформатор. На этом этапе склеивать части сердечника и вводить зазор не нужно (от величины зазора, наличия его или отсутствия, индуктивность рассеивания не зависит), достаточно временно стянуть сердечник изолентой. Необходимо, с помощью пайки, надежно замкнуть все выводы вторичной обмотки между собой и измерить индуктивность первичной обмотки. Полученное значение индуктивности и будет индуктивностью рассеивания первичной обмотки трансформатора. Допустим у вас получилась индуктивность рассеивания 50мкГн. Сравниваем получившееся значение с расчетным значением Lr, которое вы рассчитали выше:

Не сошлось! Надо 94мкГн, а у нас получилось 50мкГн. Что делать? Главное не паниковать! Такое бывает, обязательно будет у вас и это абсолютно нормально. Устранить это несоответствие нам поможет дополнительный резонансный дроссель. Но, если еще не забыли, чуть выше я писал про три варианта намотки трансформатора?! Так вот, первый способ дает самую низкую индуктивность рассеивания и используя его, вам гарантированно понадобится дополнительный дроссель. Второй вариант дает среднюю по величине индуктивность рассеивания и дроссель скорее всего вам все равно понадобится, но не с такой большой индуктивностью, как при использовании первого варианта. А вот в случае использования третьего варианта, возможно сразу получить необходимую индуктивность рассеивания первичной обмотки трансформатора, без использования дополнительно резонансного дросселя. Необходимая индуктивность рассеивания, при третьем варианте намотки, получается правильным выбором соотношения ширины намотки первичной и вторичной обмоток. Возможно даже что вам повезет и вы сможете угадать с шириной намотки первички и вторичек, и сходу получить нужную индуктивность рассеивания (как это получилось у меня). Но если вам не повезло и измеренная индуктивность рассеивания и необходимое расчетное значение не совпали, то необходимо использовать дополнительный резонансный дроссель. Индуктивность дросселя должна быть равна: расчетное значение Lr минус получившееся реальное значение индуктивности рассеивания первичной обмотки. В нашем случае: 94мкГн-50мкГн=44мкГн - именно такой должна быть индуктивность дополнительного резонансного дросселя, который на схеме и на плате показан как Lr. На чем мотать? Мотать правильнее всего на кольце из материала -2 или -14, выглядят такие кольца следующим образом:

Для намотки резонансного дросселя так же допускается использовать ферритовые кольца (зеленые или синие), но обязательно с зазором. Величина зазора выбирается произвольно. Для колец из материала -2 и -14 зазор не нужен. Мотать резонансный дроссель необходимо тем же проводов и тем же количеством жил что и первичную обмотку трансформатора. Количество витков должно быть таким, чтобы получить необходимое значение индуктивности, в нашем случае 44мкГн. И когда дроссель (если он оказался необходим) и резонансный трансформатор намотаны, необходимо подогнать индуктивность его первичной обмотки к расчетному значению. Выше мы уже вычислили какой должна быть полная индуктивность первичной обмотки трансформатора. В случае если реальная индуктивность рассеивания совпала с расчетным значением резонансной индуктивности и дополнительный резонансный дроссель оказался не нужен, то индуктивность первичной обмотки, подбором величины зазора в сердечнике трансформатора, подгоняется под расчетное значение:

То есть, необходимо, постепенно увеличивать зазор между частями сердечника трансформатора, пока измеренная индуктивность первичной обмотки трансформатора не станет равной нашему расчетному значению - 524мкГн. Но это только в случае, если не будет использоваться дополнительный резонансный дроссель. Если дополнительный дроссель будет присутствовать, то из расчетного значения полной индуктивности первичной обмотки, необходимо вычесть индуктивность этого дополнительного дросселя. В нашем случае получается 524мкГн-44мкГн=480мкГн, именно такой должна получится индуктивности первчиной обмотки нашего трансформатора. Индуктивность первичной обмотки измеряется с разомкнутыми вторичными обмотками. После достижения необходимого значения индуктивности первичной обмотки трансформатора, можно считать трансформатор и резонансный дроссель готовыми, а расчет оконченным.

Как убедиться что все получилось, что получившийся ИИП действительно резонансник? Необходимо с помощью осциллографа смотреть форму тока через первичную обмотку трансформатора. Для этого, в случае наличия дополнительного резонансного дросселя, на него наматывается временная пробная обмотка из 2-3 витков тонкого провода, нагружается на резистор сопротивлением 330-750Ом, а к этой обмотке подключается осциллограф. Форма тока должна быть синусоидальной или близкой к синусоидальной (примерно такой, как показано на моих осциллограммах выше). Если резонансного дросселя нет, то на его место, временно устанавливается токовый трансформатор. Он представляет из себя ферритовое кольцо с обмоткой содержащей 40-50 витков тонкого провода, нагруженная на резистор 330-750Ом, к которой подключается осциллограф и второй обмоткой из одного витка, которая включается на место резонансного дросселя.

Немного фотографий:

В завершении статьи хочу поблагодарить за предоставленные для опытов микросхемы IRS27952 и другие SMD элементы!

Спасибо за внимание!

Список радиоэлементов

Обозначение	Тип	Номинал	Количество	Примечание	Магазин	Мой блокнот
	LLC Резонансный ИИП на базе IRS27952
R6	Резистор	0 Ом	1	SMD1206		В блокнот
R4, R11, R13	Резистор	4.7 Ом	3	SMD1206		В блокнот
R8, R12	Резистор	22 Ом	2	SMD1206		В блокнот
R17	Резистор	750 Ом	1	SMD1206		В блокнот
R18, R19	Резистор	24 кОм	2	SMD1206		В блокнот
R1, R2, R3, R5, R9, R15	Резистор	120 кОм	6	SMD1206		В блокнот
R7, R10, R16	Резистор	270 кОм	3	SMD1206		В блокнот
R14	Резистор	4.7 Ом	1	Выводной, 0.25Вт		В блокнот
Rfmin	Резистор	*	1	SMD1206		В блокнот
Rfss	Резистор	*	1	SMD1206		В блокнот
Rfmax	Резистор	*	1	Выводной, 0.25Вт		В блокнот
C2	Конденсатор пленочный	100 нФ	1	CL21, 400В		В блокнот
C4, C7	Конденсатор пленочный помехоподавляющий	100 нФ	2	X2, 275В		В блокнот
C8	Конденсатор керамический	1 нФ	1	630/1000В		В блокнот
C6, C5	Конденсатор керамический	100 нФ	2	SMD1206, 50В		В блокнот
C11, C12, C13, C14, C15, C16	Конденсатор керамический	1 мкФ	6	SMD1206, 50В		В блокнот
C3		10 мкФ	1	25В		В блокнот
C1	Конденсатор электролитический	220 мкФ	1	400В

Технология MICOR. Новое поколение источников питания на основе явления резонанса

Метод, использующий широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), является ответом на поиски практически совершенного стабилизированного источника питания. Известно, что в импульсном источнике ключ либо включен, либо выключен и управление осуществляется с нулевым рассеянием мощности, в отличие от линейного стабилизатора, где стабилизация происходит из-за рассеяния мощности в проходном элементе. В реальных условиях ШИМ дает разумный подход к переключению без потерь за счет более низкой частоты переключения, например в диапазоне 20–40 кГц. Если посмотреть на ситуацию с другой стороны, можно сказать, почему этот частотный диапазон так долго был популярен.

От самого начала стабилизации с помощью ШИМ конструкторы пытались продвигаться в сторону более высоких частот, поскольку при этом можно уменьшить размеры, вес и стоимость магнитного сердечника и конденсаторов фильтра.

При высокой частоте переключения появляются и другие преимущества. Используя более высокие частоты, можно ожидать уменьшения радиопомех и электромагнитных шумов; меньших проблем при экранировке, развязке, изоляции и ограничении в схеме. Можно также ожидать более быстрого срабатывания, а также снижения выходного сопротивления и величины пульсаций.

Главным препятствием на пути применения более высоких частот были практические трудности создания быстрых и достаточно мощных переключателей. Из-за того что невозможно дости чь мгновенного включения и выключения коммутатора, на нем во время переключения имеется напряжение и одновременно через него протекает ток. Другими словами, трапецеидальные, а не прямоугольные колебания характеризуют процесс переключения. Это, в свою очередь, приводит к потерям переключения, которые сводят на нет теоретически высокий КПД идеального коммутатора, который мгновенно включается, имеет нулевое сопротивление во включенном состоянии и мгновенно выключается. На рис. 1 сравниваются ШИМ и режим переключения в резонансном режиме, который будет рассмотрен подробнее.

Из сказанного выше очевидно, что на идеальном переключателе не должно быть никакого падения напряжения, в то время когда он включен. Все эти рассуждения говорят о том, что высокий КПД был труднодостижимой задачей, особенно при высоких частотах переключения до тех пор, пока не был достигнут прогресс в создании импульсных полупроводниковых приборов.

Следует указать также, что одновременно был необходим прогресс в создании других устройств, таких, как диоды, трансформаторы и конденсаторы.

Надо отдать должное работникам всех областей техники: частота переключения при использовании ШИМ была повышена до 500 кГц. Тем не менее на высоких частотах, скажем на частоте 150 кГц, лучше рассмотреть другой метод. Итак, мы приходим к резонансному режиму работы источника питания.

Стабилизированный источник питания, использующий резонансный режим, действительно представляет собой большой скачок вперед в развитии технологии. Хотя надо сказать, что использование резонансных явлений в инверторах, преобразователях и источниках питания предшествует эре полупроводников. Оказалось, что при использовании резонансных явлений часто удавалось получать хорошие результаты.

Например, в первых телевизорах необходимые высокие напряжения для кинескопа получали с помощью радиочастотного источника питания.

Это был работающий на частоте от 150 до 300 кГц генератор синусоидальных колебаний на электронной лампе, в котором повышение переменного напряжения достигалось в резонансном радиочастотном трансформаторе. По существу, подобные схемы все еще используются для создания напряжений, по крайней мере нескольких сотен тысяч вольт для различных промышленных и научно-исследовательских целей. Более высокие напряжения часто достигаются благодаря совместному применению резонансного режима работы и диодного умножителя напряжения.

Давно известно, что резонансные выходные цепи инвертора стабилизируют работу электродвигателей и сварочного оборудования. Обычно в разрыв провода, ведущего от источника постоянного напряжения к инвертору, включалась катушка с большой индуктивностью. При этом инвертор ведет себя по отношению к нагрузке как источник тока, что дает возможность легче соответствовать условию существования резонансных явлений. В этом случае существующие тиристорные инверторы правильнее назвать квазирезонансными: колебательный контур периодически подвергается ударному возбуждению, но непрерывные колебания отсутствуют. Между импульсами возбуждения колебательный контур отдает запасенную энергию в нагрузку.

Из сказанного выше ясно, что широкое использование резонансного режима работы началось после создания специализированных ИС управления. Эти ИС освободили конструкторов от проблем со сбоями, которые неизбежно сопутствуют стремлению использовать резонансный режим на частотах несколько сот килогерц или несколько мегагерц, где малые размеры компонент могут дать заметное сокращение габаритов, веса и стоимости.

В 2010 году нашими специалистами на резонансной системе работы был создан ряд сварочных машин для ручной дуговой сварки: Handy-190, Handy-200, X-350 Шторм (рис. 2).

В настоящее время на основе такой технологии конструируются машины для полуавтоматической и автоматической сварки (рис. 3).

Такое оборудование имеет ряд технологических преимуществ:

• почти «идеальная» внешняя вольтамперная характеристика источника питания, более эластичная и мягкая дуга благодаря резонансной структуре управления;
• уверенное зажигание и комфортная сварка для всех типов электродов;
• значительно более высокий КПД (более низкое потребление электроэнергии);
• возможность более точного управления переносом капли за счет мгновенной (1,5 МГц) реакции схемы управления на внешние возмущения (дуги), а как следствие – значительное уменьшение разбрызгивания, стабильное горение сварочной дуги во всех пространственных положениях.

Рис. 1. Осциллограммы, показывающие разницу между ШИМ (слева) и резонансным режимом (справа). При ШИМ потери переключения появляются из-за одновременного протекания тока через коммутатор и наличия напряжения на нем.

Обратите внимание, что эта ситуация отсутствует при резонансном режиме работы, который для стабилизации напряжения использует частотную модуляцию (ЧМ)

Рис. 2. Handy-190 Micor

Рис. 3. Основная схема резонансного преобразователя

Этот источник высокого напряжения был сделан давным-давно, но вот я нашел его на полке и решил описать. Это практически обычный полумост (в сети их огромная куча) на IR2153 за исключением нескольких моментов.

Во-первых, строчный трансформатор тут работает на резонансной частоте, а значит, выдает очень высокое напряжение. Для того, чтобы строчник не пробился, его нельзя включать без нагрузки! Думаю, нужно сделать защитный разрядник.

Во-вторых, используются довольно необычные для подобных схем “тяжелые” транзисторы (stw29nk50, такие были) на довольно высокой частоте – порядка 120кГц. Для того, чтобы дать возможность IR2153 управлять ими, введены буфера. И вообще IR2153 разгружена как только можно. Стабилизация по напряжению внешняя, буфера тоже внешние. Жизнь микрухи превратилась в сказку)

В-третьих, IR2153 после запуска питает сама себя. Сильно уменьшается нагрев резистора R4, да и тока в затворы она может больше выдать. Еще одно преимущество такого подхода — если на долго замкнуть выходы источника, питание ir2153 падает ниже порога срабатывания UVLO, она отключается, и периодически включается от сетевого резистора. Таким образом, вероятность выноса от К.З примерно нулевая.

Схема (кликабельна)

Количество витков в первичке – 45, в обмотке питаня IRки – 4.

Транзисторы вынесены на радиатор сверху.

Собранная схема

Сам строчник никак не хотел влезать в корпус, поэтому пришлось корпус немного подпилить, а чтобы это смотрелось красиво, я сделал красную крышечку с большим знаком восклицания, нарисовать молнию таланта не хватило))

Потребляемая мощность – 120Вт, К.З. в нагрузке выдерживает без проблем.

Видео

Брат, похоже, уже привык что я отбираю у него фотик для того, чтобы снимать видушники своих поделок. Поэтому, воть:

Почему дуга такая дохлая? Когда она появляется, полумост выходит из резонанса, и, из-за этого, уменьшается выдаваемая мощность. Мощность можно всегда увеличить, снизив рабочую частоту и уменьшив количество витков. Благо, транзисторы это позволяют сделать.

Сущность изобретения: в резонансном источнике питания, содержащем выпрямительный блок, фазные конденсаторы, включенные со стороны переменного тока, и индуктивность, подключенную к выходу выпрямительного блока, фазные конденсаторы подключены последовательно с соответствующими входами выпрямительного блока. 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике, в частности к устройствам для питания дугового разряда. В настоящее время разработано значительное количество конструкций источников питания сварочной и плазменной дуги, отличающихся друг от друга как схемным решением, так и принципом работы. Для питания дугового разряда чаще всего применяются источники с крутопадающими или вертикальными характеристиками (источники тока). По схемным решениям преимущественное распространение получили источники с дросселями насыщения, источники на управляемых приборах и параметрические источники (А. В. Донской, В. С. Клубникин. Электроплазменные процессы и установки в машиностроении. Л. Машиностроение, 1979, 164 с.). Дуговые установки с дросселями насыщения получили широкое распространение в связи с простотой и надежностью в эксплуатации. Формирование внешней характеристики производится размагничиванием дросселей насыщения. Дуговые электроустановки на управляемых приборах чаще всего представляют собой источники питания на управляемых вентилях тиристорах. Рабочий ток таких источников определяется углом отпирания вентилей, что ведет к необходимости установки сглаживающих дросселей в цепи постоянного тока. К недостаткам источников питания на полупроводниковых вентилях, управляемых углом открывания, следует отнести инерционность, обусловленную синхронностью работы управляемых вентилей с питающим напряжением, снижение коэффициента мощности, значительную пульсацию и влияние на питающую сеть, особенно при малых нагрузках. При глубоком регулировании эти недостатки могут привести к нарушению технологического процесса и неустойчивому горению дуги (А. В. Донской, В. С. Клубникин. Электроплазменные процессы и установки в машиностроении. Л. Машиностроение, 1979, 168 с.). Параметрические источники питания дугового разряда построены на пассивных индуктивно-емкостных элементах. Как показали исследования, введение в схему реактивных элементов, незначительно снижая КПД установки, обеспечивает хорошую стабилизацию тока, высокий коэффициент мощности и слабое влияние источника питания на форму напряжения питающей сети. Рассматриваемый тип источников может широко применяться в электродуговых установках (Б. Е. Патон и др. Плазменные процессы в металлургии и технологии неорганических материалов. М. Наука, 1973, 244 с.). К основным недостаткам таких установок следует отнести сложность регулирования, которое может быть осуществлено тремя способами: плавным изменением питающего напряжения, рассчитанным на полную проходную мощность, что приемлемо лишь для маломощных установок; синхронным изменением индуктивности и емкости реактивных элементов, что трудно осуществить технически, причем разбаланс индуктивного и емкостного сопротивлений резко ухудшает стабилизирующие свойства схемы; изменением коэффициента трансформации силового транcформатора, например, за счет изменения числа витков (А. В. Донской, В. С. Клубникин, Электроплазменные процессы и установки в машиностроении. Л. Машиностроение, 1979, 170 с.). Известен источник постоянного тока, содержащий трансформатор, имеющий первичную обмотку и по меньшей мере одну вторичную обмотку, причем первичная обмотка подключена к источнику переменного тока, cистему конденсаторов, соединенных параллельно вторичной обмотке. Емкостное сопротивление системы конденсаторов равно индуктивному сопротивлению вторичной обмотки. При этом образуется резонансный индуктивно-емкостный контур. Специальное устройство преобразует выходной сигнал, поступающий с контура, в постоянный (патент США N 4580029, кл. B 23К 9/00). На фигуре 1 приведена принципиальная схема известного источника питания. Источник, подключенный к питающей сети через трансформатор Т, содержит вторичную обмотку L 2 , систему конденсаторов С, выпрямитель В, дроссель L, нагрузку R. Формирование падающей ВАХ известного устройства осуществляется шунтированием системы конденсаторов С изменяющимся значением сопротивления нагрузки и при R 0 емкостное сопротивление контура отсутствует, нарушается условие резонанса, общее сопротивление цепи возрастает и ограничивает величину тока короткого замыкания. Увеличение сопротивления нагрузки приводит к повышению тока перезаряда конденсаторов и соответствующему повышению напряжения. Необходимым условием работоспособности известного устройства является равенство индуктивного и емкостного сопротивлений колебательного контура. Однако известно, что при равенстве индуктивного и емкостного сопротивлений ток в контуре определяется только общим активным сопротивлением цепи и может достичь значительных величин. В частности, это должно выражаться в повышенном значении тока холостого хода. Следующей особенностью известного устройства является пониженное значение КПД источника питания, т. к. параллельно току, снимаемому с выпрямительного устройства, существуют ток перезаряда системы конденсаторов С и соответствующие потери энергии. Индуктивность L, очевидно, предназначена для сглаживания пульсаций, т.к. для трехфахзной схемы известного устройства индуктивность L 1 не предусматривается. Целью настоящего изобретения является упрощение схемы и повышение эффективности работы. Поставленная цель достигается тем, что в резонансном источнике питания, содержащем выпрямительный блок, фазные конденсаторы, включенные со стороны переменного тока, и индуктивность, подключенную к входу выпрямительного блока, фазные конденсаторы подключены последовательно с соответствующими входами выпрямительного блока. Предлагаемый источник питания (для варианта однофазной питающей сети) изображен на фиг. 2 и содержит конденсатор С, выпрямительный блок В, индуктивность L, нагрузку R (дуговой промежуток). Работа предлагаемого устройства основана на взаимодействии напряжения на емкостном сопротивлении конденсатора С и напряжения на индуктивности L, включенной по постоянному току, осуществляемом посредством коммутирующего элемента В, преобразующего переменный ток в постоянный. При закорачивании дугового промежутка в цепи устанавливается ток максимального значения. При этом индуктивность, подключенная по постоянному току, представляет собой сглаживающий дроссель. Пульсации выпрямленного тока незначительны, сопротивление дросселя определяется в основном активным сопротивлением обмотки. Таким образом, падение напряжения на дросселе незначительно, а основное падение напряжения происходит на конденсаторе С, сопротивление которого определяет ток короткого замыкания. При образовании дугового промежутка резко возрастает активное сопротивление цепи, снижающее ток дросселя. Поскольку величина пульсации на дросселе находится в обратной зависимости от соотношения /L/R, где - циклическая частота, L индуктивность, R сопротивление нагрузки (И. И. Белопольский. Источники питания радиоустройств. М. Энергия, 1971, 92 с.), то увеличение сопротивления приводит к увеличению пульсаций, т. е. переменной составляющей в напряжении, приложенном к дросселю. Снижение тока при увеличении дугового промежутка приводит к уменьшению напряжения на конденсаторе, т. к. U c X c I, где U c напряжение на емкости, X c реактивное емкостное сопротивление, I ток через емкость. Ввиду того, что напряжения на индуктивности и емкости противофазны, общее реактивное сопротивление цепи падает. Таким образом, увеличение сопротивления с увеличением дугового промежутка приводит к уменьшению реактивного сопротивления и увеличению напряжения на последнем. На фиг. 3 представлены временные диаграммы работы источника питания, где i R кривая тока нагрузки, i 1 , i 2 кривые тока выпрямителя, U R напряжение на нагрузке, U L напряжение на индуктивности, U c напряжение на емкости, кривые тока конденсатора. Для трехфазной питающей сети принцип работы аналогичен. Отличительной особенностью источника предлагаемого схемного решения является возможность работы без трансформатора, при этом устройство преобразует жесткую ВАХ цепи в крутопадающую без опасности короткого замыкания и ограничивает потребляемую мощность в зависимости от условий горения разряда. В предлагаемой схеме отсутствует колебательный контур по переменному току питания, а ток, протекающий через блок конденсаторов С, соответствует рабочему току источника питания. Как показали практические исследования предлагаемого устройства, напряжение на дуговом промежутке при увеличении его длины и электрическая мощность изменяются в несколько раз за счет перераспределения напряжений на реактивных элементах источника питания. Исследования проводились в интервале токов от 5 до 100 А, напряжение холостого хода 220 В. Работа источника характеризуется высокой устойчивостью горения дугового разряда, достигаемый КПД свыше 80% При необходимости изменения рабочего напряжения допустимо использовать в отличие от известного устройства трансформатор без рассеяния, что повышает эффективность работы источника питания.

Формула изобретения

Резонансный источник питания с крутопадающей внешней характеристикой, содержащий выпрямительный блок, фазные конденсаторы, включенные со стороны переменного тока, и индуктивность, подключенную к выходу выпрямительного блока, отличающийся тем, что фазные конденсаторы подключены последовательно с соответствующими входами выпрямительного блока.

Эта статья была подготовлена на основе материалов, присланных Александром Германовичем Семеновым , директором научно-производственного российско-молдавского предприятия "Элкон" , г.Кишинев. В подготовке статьи также участвовал главный инженер предприятия Александр Анатольевич Пенин . Александр Германович пишет:
"Специализируясь в области источников питания, нам удалось создать способ построения резонансных преобразователей с глубокой регулировкой выходных параметров, отличающийся от известных до сих пор. На данный способ получен международный патент. Наиболее полно преимущества способа проявляются при построении мощных - от 500 и до десятков киловатт - источников. Преобразователь не требует схем быстрой защиты от КЗ на выходе так как в нем практически не возникает режима разрыва тока ключей в любом режиме. Также устранена возможность возникновения сквозных токов. Поскольку физически (без обратных связей) преобразователь является источником тока, то появилась возможность перенести конденсатор фильтра питающего сетевого выпрямителя на выход преобразователя, что позволило получить коэффициент мощности на уровне 0.92-0.96 в зависимости от нагрузки. Частота резонансного контура не меняется, а это дает возможность эффективной фильтрации излучений преобразователя по всем направлениям. Практическая реализация осуществлена в виде источников тока для электрохимзащиты - станций катодной защиты марки "Элкон". Мощность 600, 1500, 3000 и 5000 ватт. КПД в номинальном режиме на уровне 0.93-095. СКЗ прошли сертификационные испытания в НПО "ВЗЛЕТ". Идет медленное, тягучее внедрение. Все это подтверждает жизненность идеи. Однако, как мне кажется, для достижения коммерческого успеха необходима популяризация идеи с целью привлечения к ней внимания".
Что ж, помочь коллегам всегда приятно, тем более, что идея, заложенная в основу продукции "Элкон", отличается новизной.

В настоящее время приборы и устройства силовой электроники, разрабатываемые для профессионального применения, активно оптимизируют по таким критериям, как масса, габариты, коэффициент полезного действия, надежность, стоимость. Эти требования неуклонно ужесточаются, то есть заказчик хочет иметь прибор с минимальными габаритами и массой, и при этом - с высоким КПД, высокой надежностью и низкой стоимостью .

С целью улучшения потребительских свойств изделий приходится прибегать к известным мерам: повышать рабочие частоты преобразования, уменьшать потери мощности на силовых элементах, снижать или исключать динамические перегрузки в силовой части схемы. Зачастую эти меры противоречат друг другу, и для достижения определенных результатов разработчик идет на некоторый, порой весьма непростой, компромисс . Поэтому дальнейшая оптимизация параметров преобразовательной техники возможна только с помощью перехода на новые принципы построения этих устройств.

Чтобы понять, принципиально чем отличается способ регулирования напряжения, предлагаемый "Элкон", какая новизна заключена в нем, вначале поговорим о традиционном построении регуляторов. Преобразователи постоянного напряжения в постоянное (DC/DC преобразователи), являющиеся значительным по объему классом устройств из области силовой электроники, традиционно строятся по следующей схеме: первичное звено осуществляет преобразование постоянного напряжения в переменной высокой частоты; вторичное звено осуществляет преобразование переменного напряжения в постоянное. В составе преобразователя обычно имеется регулятор, управляющий величиной выходного постоянного напряжения или поддерживающий его на требуемом уровне.

Высокочастотное преобразование может осуществляться при помощи различных схем, но если говорить о двухтактных схемах, то здесь можно назвать два типа: схемы с прямоугольной формой тока силовых ключей и резонансные с синусоидальной (или квазисинусоидальной) формой тока ключей.

Эффективность работы преобразователей в значительной степени определяется динамическими коммутационными потерями на силовых элементах при коммутации рабочих значений токов. Опыт разработки преобразователей мощностью более 100 Вт показывает, что снизить эти потери удается в основном за счет использования коммутационных элементов (транзисторов) с низким временем переключения и за счет формирования правильной траектории их переключения. Существующая на сегодняшний момент элементная база, конечно, обладает достаточно высокими динамическими характеристиками, но, тем не менее, они еще далеки от идеальных. Поэтому часто технологические ограничения приводят к значительным перенапряжениям на элементах силовой схемы, а значит, снижается общая надежность преобразователя .

Формирование правильной траектории переключения - немаловажная задача, которая также в значительной степени может снизить коммутационные перенапряжения. Этот метод обеспечивает так называемую "мягкую" коммутацию путем перераспределения энергии между собственно силовой частью коммутационного элемента (транзисторного ключа) и формирующим элементом. Уменьшение потерь происходит за счет возврата накопленной ими энергии . Напомним, что известными представителями формирующих элементов являются всевозможные RCD-цепи, гасящие резисторы, снабберы и т.д.

Практика разработки реальных преобразователей показывает, что при создании устройства с номинальной мощностью сотни-тысячи ватт приходится буквально "даться" за каждый ватт эффективной мощности, в максимальной степени снижать тепловые потери, снижающие общий КПД преобразователя.

Еще одна проблема относится к необходимости наличия быстродействующей защиты от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке. Проблема состоит, главным образом, в том, что слишком быстродействующая защита становится слишком подверженной ложным срабатываниям, отключая преобразователь даже тогда, когда никакой опасности для него не возникает. Слишком медленная защита устойчива к ложным срабатываниям, но едва ли защитит прибор. Приходится тратить немало усилий на проектирование оптимальной защиты.

В связи с вышеизложенным, классический высокочастотный преобразователь оказывается не совсем отвечающим современным требованиям, предъявляемым к силовой преобразовательной технике. Возникает необходимость поиска новых способов построения этих приборов.

В последнее время инженеры обратили внимание на резонансные преобразователи, как на устройства с большими потенциальными возможностями. В резонансных преобразователях принципиально меньше динамические потери, они создают гораздо меньше помех, поскольку переключение происходит не прямыми фронтами, богатыми гармониками, а с гладкой формой сигнала, близкой к синусоидальной , . Резонансные преобразователи более надежны, им не требуется быстродействующая защита от короткого замыкания (КЗ) в нагрузке, потому как ограничение тока КЗ происходит естественным образом. Правда, из-за синусоидальной формы тока несколько возрастают статические потери в силовых элементах, но поскольку резонансные преобразователи не столь требовательны к динамике переключения силовых элементов, могут быть использованы IGBT транзисторы standard-класса, у которых напряжение насыщения меньше, чем у warp-speed IGBT-транзисторов. Можно вспомнить и о СИТ-транзисторах и даже о биполярных, хотя, на взгляд автора сайта, о последних лучше в данном контексте не вспоминать.

С точки зрения построения силовой схемы резонансные преобразователи получаются простыми и надежными. Однако до сих пор они не смогли вытеснить обычные полумостовые и мостовые преобразователи из-за принципиальных проблем с регулированием выходного напряжения . Обычные преобразователи использую принцип регулирования на основе широтно-импульсной модуляции (ШИМ), и здесь не возникает никаких сложностей. В резонансных же преобразователях использование ШИМ и других специальных методов (например, частотного регулирования за счет изменения частоты коммутации) приводит к увеличению динамических потерь, которые в некоторых случаях становятся соразмеримыми или даже превышающими потери в классических преобразователях. Использование же формирующих цепей оправдывает себя в ограниченном диапазоне частот и при очень небольшой глубине регулирования. Встречается несколько более эффективный способ, основанный на значительном уменьшении частоты коммутации, приводящей к уменьшению среднего тока нагрузки, а значит, и выходной мощности. Но этот способ частотного регулирования также можно назвать компромиссным, а значит, недостаточно удовлетворяющим современным требованиям .

И все же резонансные преобразователи оказались настолько заманчивыми, что было придумано еще несколько способов повысить их КПД и глубину регулирования. Увы, и эти идеи показали себя недостаточно эффективными. Использование дополнительного импульсного регулятора, устанавливаемого на выходе, приводит к необходимости использования еще одного звена преобразования, а значит, снижает КПД . Конструкция с переключением витков трансформатора опять-таки значительно усложняет преобразователь, повышает его стоимость и делает невозможным использование в областях широкого потребления.

Из сказанного можно сделать вывод, что основная проблема, мешающая широкому распространению резонансных преобразователей, кроется в создании эффективного способа глубокого регулирования выходного напряжения. Если эта проблема будет решена, удастся значительно улучшить характеристики устройств силовой электроники, их дальнейшему распространению в уже освоенные и новые области применения преобразовательной техники.

Специалистам предприятия "Элкон" удалось в значительной степени продвинуться в исследованиях способа регулирования путем уменьшения частоты коммутации. Именно данный способ был взят за основу, так как в нем сохраняется основное достоинство резонансной схемы - коммутационные переключения при нулевом токе. Изучение процессов, происходящих в обычном резонансном преобразователе, позволило уточнить его схему и найти более эффективный механизм регулирования в широком диапазоне нагрузок и приемлемом диапазоне частот, что составило основу международного патента . Помимо этого удалось достигнуть одинаковой амплитуды токов силовых транзисторов как в режиме номинальной нагрузки, так и в режиме КЗ, отсутствия сквозных токов через силовые транзисторы даже на максимальной частоте коммутации, "мягкой" нагрузочной характеристики (гораздо лучше, чем у обычного резонансного преобразователя).

Полная схема модернизированного резонансного преобразователя является предметом "ноу-хау" предприятия "Элкон", однако, чтобы читателю было понятно, в чем заключается усовершенствование, далее приводятся сведения из патента "Способ регулируемого резонансного преобразования постоянного напряжения".

Изобретение предназначается для реализации мощных, дешевых и эффективных регулируемых высокочастотных транзисторных резонансных преобразователей напряжения различного применения. Это могут быть сварочные преобразователи, установки индукционного нагрева, радиопередающие устройства и другое.

Имеется прототип регулируемого резонансного преобразователя напряжения, опубликованный в . В прототипе: создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации силовых ключей Тк; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передачи части энергии в нагрузку с выпрямителем; регулирование напряжения осуществляется за счет расстройки от резонанса с периодом собственных колебаний То частоты коммутации ключей Тк, близкой к То.

Как уже было сказано выше, расстройка приводит к значительному увеличению динамических потерь и в целом снижает надежность преобразователя, так как при расстройке утрачивается главное достоинство резонансного преобразователя - коммутация при нулевых токах. Все это приводит к тому, что способ целесообразно использовать только в маломощных преобразователях.

Имеется более близкий прототип, опубликованный в работе . В данном прототипе также создается колебание с собственным периодом То и периодом коммутации ключей Тк, но Тк>То; используется емкостной и индуктивный накопители энергии с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем; выходное напряжения регулируется за счет изменения периода коммутации Тк. Однако здесь избыток энергии емкостного накопителя возвращается обратно в источник питания за счет разряда емкостного накопителя через нагрузку, а ограничение фронта импульсов тока силовых ключей осуществляется с помощью дополнительных индуктивных накопителей. Этот способ сохраняет главное достоинство резонансного преобразователя - возможность коммутации силовых ключей при нулевых токах.

К сожалению, этот прототип также обладает рядом недостатков. Одним из принципиальных недостатков является увеличение тока ключей в случае возникновения перегрузок или КЗ в цепи нагрузки при номинальной или максимальной частоте. Так как в этом случае индуктивные элементы запасают большое количество энергии, она не успевает полностью вернуться в источник питания за небольшой период (Tк-То)/2. Еще один недостаток - принудительное обрывание тока через ключи несмотря на то, что фронт коммутации задан. Здесь возникает необходимость наличия сложной защиты ключевых элементов, сужает общий диапазон регулирования напряжения, что ведет к сужению области применения преобразователя.

Устройство, с помощью которого можно реализовать данный способ, представляет собой обычный резонансный полумостовой преобразователь с емкостным делителем напряжения (емкостным накопителем) и индуктивным накопителем, включенных с нагрузкой между стойкой транзисторов полумоста и средним выводом емкостного делителя. Дополнительные индуктивные накопители включаются в ветви или в контура каждого ключевого элемента.

Устройство, предложенное предприятием "Элкон", решает задачу обеспечения большого диапазона регулирования напряжения нагрузки и, таким образом, расширяет область его применения. В новом способе можно найти некоторые аналогии с прототипами и : создаются колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, причем Тк>То, также используются емкостной и индуктивный накопитель с потреблением от источника постоянного напряжения и передаче части энергии в нагрузку с выпрямителем, также осуществляется возврат избытка энергии емкостного накопителя обратно в источник, регулировка напряжения осуществляется за счет изменения Тк. Новизна способа состоит в том, что одновременно с первыми колебаниями создаются вторые колебания с собственным периодом То и периодом коммутации Тк, с использованием того же емкостного накопителя и второго индуктивного накопителя с потреблением энергии от емкостного накопителя и передачей энергии в нагрузку с выпрямителем.

Главной особенностью предложенного способа является одновременное протекание токов первого и второго колебаний через ключевые элементы таким образом, что суммарный ток через них не терпит разрыва, что и позволяет возвращать энергию индуктивных накопителей на максимальной частоте даже при возникновении КЗ. При этом амплитуда тока ключевых элементов остается на уровне номинальных значений. Этот способ "работает" во всем диапазоне периодов коммутации Тк, что успешно решает проблему резонансного преобразователя.

Устройство, показанное на рисунке 1 , содержит управляемый задающий генератор импульсов (1), выходы которого соединены с затворами транзисторов (2) и (3), образующими полумостовую стойку (плечо полумоста). Общая точка соединения транзисторов (2) и (3) через емкостной накопитель (резонансный конденсатор), обозначенный (5), подключена к одному из выводов трансформаторно-выпрямительной нагрузки (6). Индуктивные накопители (резонансные дроссели), обозначенные (7) и (8), соединены последовательно. Их общая точка соединения подключена к другому выводу нагрузки (6). Источник питающего напряжения (9) соединен с нижним выводов дросселя (7) и эмиттером транзистора (2). Верхний вывод дросселя (8) соединен с коллектором транзистора (3).

На рисунке 2 показаны графики, отражающие работу этого резонансного преобразователя. Задающий генератор (1) вырабатывает парафазные управляющие импульсы, показанные на рис.2 а-б , длительностью То/2 и регулируемым периодом коммутации Тк, которые по очереди открывают транзисторы (2) и (3). В установившемся режиме работы преобразователя, в момент времени t1 подается импульс управления на транзистор (2), при этом через него начинает протекать синусоидальный импульс тока I1, показанный на рис.2 в , - так называемые "первые колебания". Одновременно с ним через антипараллельный (оппозитный) диод (4) транзистора (3) продолжает протекать ток I2 - "вторые колебания".

рисунок 3 Первый такт работы схемы

На рисунке 3 показан первый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t1…t2). Резонансный конденсатор (5) с напряжением U5, график которого приведен на рис.2 г ., перезаряжается через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6), включающую трансформатор (6.1), выпрямитель (6.2) и собственно нагрузку (6.3). Первый резонансный дроссель (7) накапливает энергию. В то же время резонансный конденсатор (5) разряжается через второй резонансный дроссель (8) с напряжением U8, график которого приведен на рис.2 д . Дроссель (8) накапливает энергию в соответствии с полярностью, указанной на графике.

рисунок 4 Второй такт работы схемы

На рисунке 4 показан второй такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t2…t3). Резонансный конденсатор (5) продолжает перезаряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7). Также резонансный конденсатор (5) перезаряжается через второй резонансный дроссель (8), который уже отдает энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 5 Третий такт работы схемы

На рисунке 5 показан третий такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t3…t4). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) с напряжением U7, показанным на графике рис.2 е . В то же время резонансный конденсатор (5) уже заряжается от второго резонансного дросселя (8), который продолжает отдавать энергию в соответствии с указанной полярностью.

рисунок 6 Четвертый такт работы схемы

На рисунке 6 показан четвертый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t4…t5). Резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7), который уже отдает энергию в соответствии с указанной на рисунке полярностью. В то же время резонансный конденсатор (5) продолжает заряжаться от второго резонансного дросселя (8).

На рисунке 8 показан шестой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t6…t7). Резонансный конденсатор (5) уже отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) в источник питания (9). Ток I1 при этом меняет свое направление.

рисунок 9 Седьмой такт работы схемы

На рисунке 9 показан седьмой такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t7…t8). Импульс управления подается на транзистор (3), при этом начинает протекать синусоидальный импульс тока I2 согласно рис.2 в , через этот транзистор ("второе колебание"). Также продолжает протекать ток I1 через антипараллельный диод (10) транзистора (2) - "первое колебание". Резонансный конденсатор (5) отдает энергию через трансформаторно-выпрямительную нагрузку (6) и первый резонансный дроссель (7) - в источник питающего напряжения (9) и во второй резонансный дроссель (8).

На рисунке 11 показан девятый такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t9…t10). Все накопители отдают свою энергию.

На рисунке 13 показан заключительный такт работы схемы, отражающий ее поведение в промежутке (t11…t1). Идет разряд резонансного конденсатора (5), далее процессы повторяются.

Обратите внимание: на интервале времени t6- t7 идет возврат энергии в источник, поскольку ток I1 меняет свое направление. Отрицательная амплитуда тока I1 определяется нагрузкой преобразователя. Этот факт определяет дополнительные преимущества способа - амплитуда тока через ключи не увеличивается вплоть до короткого замыкания в нагрузке. Также полностью отсутствует проблема сквозных токов, что упрощает и делает надежным управление транзисторов. Отпадает и проблема создания быстрых защит для предотвращения режима КЗ.

Эта идея была положена в основе опытных образцов, а также серийных изделий, которые в настоящее время производит "Элкон". К примеру, преобразователь напряжения мощностью 1, 8 кВт, спроектированный для станции катодной защиты подземных трубопроводов, получает питание от однофазной сети переменного тока 220 В 50 Гц. В нем применены силовые транзисторы IGBT типа IRG4PC30UD класса ultra-fast со встроенным оппозитным диодом, емкость резонансного конденсатора (5) составляет 0,15 мкФ, индуктивность резонансных дросселей (7) и (8) - по 25 мкГн. Период собственных колебаний То составляет 12 мкс, коэффициент трансформации трансформатора (6.1) - 0,5, что определяет диапазон номинальной нагрузки (0,8…2,0) Ом. Для минимального значения периода коммутации Тк, равного 13 мкс (при частоте коммутации fk равной 77 кГц) и нагрузке 1 Ом амплитуды токов I1 и I2 соответственно составляют плюс 29 А и минус 7 А. Для нагрузки 0,5 Ом амплитуды токов I1 и I2 составили соответственно плюс 29 А и минус 14 А. В случае КЗ эти значения составляют плюс 29 А и минус 21 А, средний ток через нагрузку составляет 50 А, то есть проявляется эффект ограничения тока КЗ.

На рисунке 14 показано семейство регулировочных характеристик преобразователя. Важно отметить, что во всем диапазоне частоты коммутации переключающие импульсы подаются при нуле токов. Эти результаты были получены в системе схемотехнического моделирования OrCAD 9.1, затем проверены на натурном макете.

Для сравнения, на рисунке 15 представлено семейство регулировочных характеристик аналогичного по мощности классического резонансного преобразователя. Минимальный период коммутации Тк увеличен из-за возникновения сквозных токов и составляет 14 мкс (при частоте коммутации fк равной 72 кГц). Для этой номинальной частоты выполняется режим коммутации в нуле тока. Для сопротивления нагрузки 1 Ом амплитуда тока нагрузки равна 30А, для сопротивления 0.5 Ом амплитуда равна уже 58А. В случае КЗ амплитуда тока через транзисторы становится более 100 А, причем коммутация силовых транзисторов происходит уже не в нуле токов, а средний ток нагрузки становится более 180 А. Таким образом, как было указано ранее, возникает необходимость в быстрой защите от КЗ для исключения аварии.

Участок регулирования "А" (тонкие линии) характеризует режим коммутации не в нуле тока. Практический интерес представляет участок регулирования "Б", когда частота коммутации меньше номинальной в два и более раз. Можно отметить, что глубина регулирования указанным способом для классического преобразователя значительно меньше, чем в преобразователе "Элкон", а необходимость работы на более низкой частоте коммутации ухудшает удельные энергетические показатели классического преобразователя. Предлагаемый преобразователь "Элкон" обладает практически приемлемыми регулировочными характеристиками и диапазоном изменения частоты коммутации.

Учитывая мягкую нагрузочную характеристику, возможно регулирование выходного напряжения на фиксированной частоте за счет фазового регулирования двух преобразователей, соединенных параллельно по переменному напряжению. Этот вариант проверен на макете мощностью 1.2 кВт. Выходное напряжение изменяется от нуля до максимального.

Полученные результаты позволяют предположить, что преобразователи напряжения, использующие новый способ резонансного преобразования, найдут более широкое применение во всех областях использования обычных преобразователей с ШИМ регулированием на десятки и более кВт.

А теперь - немного о серийной продукции. Предприятие "Элкон" производит:
- станции катодной защиты мощностью 0.6, 1.5, 3.0 и 5.0 кВт., с КПД в номинальном режиме не хуже 93%;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 5.0 и 8.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- источники для ручной дуговой сварки мощностью 12 кВт с питанием от трехфазной сети 380 вольт 50 Гц;
- источники для нагрева кузнечных заготовок мощностью 7.0 кВт с питанием от сети 220 вольт 50 Гц;
- преобразователи для высоковольтной солнечной батареи мощностью 5.0 кВт с входным напряжением от 200 до 650 В и выходным напряжением 400 В; при модуляции выходного напряжения преобразователя по синусоидальному закону частотой 100 Гц и последующем распределении полуволн осуществлена передача электроэнергии от солнечной батареи в сеть 220 вольт 50 Гц.
Сотрудники предприятия надеются, что данная идея вдохновит также и опытных радиолюбителей, которые заняты конструированием сварочной техники.

ЛИТЕРАТУРА
Мещеряков В.М. Силовая электроника- эффективный способ решения проблем региональной программы "Энергоресурсосбережения"//Электротехника. 1996. 12.с.1.
Высокочастотные транзисторные преобразователи./Э.М.Ромаш, Ю.И.Драбович, Н.Н.Юрченко, П.Н.Шевченко -М.:Радио и связь,1988.-288с.
Гончаров А.Ю. Серийно выпускаемые транзисторные преобразователи электроэнергии // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 1998. 2.с.50.
Ковалев Ф.И., Флоренцев С.Н. Силовая электроника: вчера, сегодня, завтра //Электротехника. 1997. 11.с.2.
Дмитриков В.Ф. и др. Новые высокоэффективные отечественные источники электропитания с бестрансформаторным входом // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Патанов Д.А. Общие проблемы снижения коммутационных потерь в инверторах напряжения // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Жданкин В.К. Устройства силовой электроники фирмы Zicon Electronics // Cовременные технологии автоматизации. 2001.N1.с.6.
Белов Г.А. Высокочастотные тиристорно-транзисторные преобразователи постоянного напряжения. -М.: Энергоатомиздат,1987.-120с.
Патент PCT, WO94/14230, 23.06.94, H02M 3/335.
Патент PCT/MD 03/00001. 16.05.2002, H02M3/337 Что пишут