Tässä artikkelissa puhumme LLC-resonanssikytkentävirtalähteestä (SMPS), UMZCH:lle, joka perustuu IRS27952-ohjaimeen (alias IRS27951), ja myös yksinkertaistettu menetelmä tämän kytkentävirtalähteen kaikkien elementtien laskemiseksi kuvataan yksityiskohtaisesti. Haluan välittömästi kiinnittää huomionne siihen, että resonanssin SMPS:n laskenta- ja valmistusprosessi on erittäin monimutkainen, eivätkä kaikki pysty selviytymään siitä, joten kokemattomille radioamatööreille ei suositella tämän virtalähteen rakentamista; arvioi vahvuuksiasi oikein. Tietenkin tällaisen virtalähteen valmistamiseksi sinulla on oltava oskilloskooppi ja laite, jonka avulla voit mitata kapasitanssia ja induktanssia (LC-mittari). Artikkelissa kuvattu laskentamenetelmä on yksinkertaistettu, se ei ota huomioon kaikkia vivahteita ja hienouksia, mutta se riittää toimivan resonanssin kytkentävirtalähteen rakentamiseen. Artikkeli ei sisällä yksityiskohtaista kuvausta resonanssipulssimuuntimien toimintaperiaatteesta, vaan pääpaino on resonoivan SMPS:n laskenta- ja valmistusprosessin kuvauksessa.

Mitkä ovat resonoivan SMPS:n edut verrattuna "klassiseen pulssigeneraattoriin"? Resonanssitilan etuja ovat pienet häviöt ja sähkömagneettiset häiriöt (jotka on paljon helpompi hallita ja suodattaa), tasasuuntausdiodien pienemmät palautushäviöt, vähemmän kuormitusta kaikille virtalähteen elementeille, mikä lisää luotettavuutta ja kestävyyttä verrattuna "klassiseen" SMPS”, kyky työskennellä paljon korkeammilla taajuuksilla tinkimättä tehokkuudesta, luotettavuudesta tai kustannuksista. Ja tärkein etu: resonaattori on muodikas: D

• Lähtöteho (arvioitu) = 250W
• Lähtöteho (maksimi testattu) = 276W
• Lähtöjännite (alue 0W - 276W) = +/- 40V (+/-0,1V)
• Hyötysuhde (276 W:n lähtöteholla) = 92 %

Virran muodon oskilogrammit resonanssimuuntajan ensiökäämin läpi (eri lähtötehoarvoilla):

Kuvatussa SMPS:ssä on pehmeä käynnistys, suojaus kuorman oikosulkuja vastaan ​​ja lähtöjännitteen stabilointi, joka pitää muuntimen lähtöjännitteen tarkasti samalla tasolla koko lähtötehoalueella. Käytettäessä jopa 200 W:n lähtötehoa, mikään virtalähteen elementeistä ei kuumene havaittavissa. Patteriin ei ollut asennettu virtakytkimiä. 276 W:n lähtöteholla kytkimet lämpenevät tuskin havaittavissa, mutta muuntajan ensiökäämitys alkaa jo selvästi lämmetä. Oikosulkusuojaus toimii oikein. Kun muuntimen lähtö on oikosulussa, tuotanto pysähtyy, virtalähde menee lepotilaan ja pysyy siinä, kunnes oikosulku on poistettu. Oikosulun poistamisen jälkeen virtalähde käynnistyy tietyn ajan kuluttua uudelleen ja jatkaa toimintaansa normaalitilassa.

IRS27952:een perustuvan resonanssin kytkentävirtalähteen piirikaavio:

En kuvaile piirin toimintaperiaatetta yksityiskohtaisesti, vaan viivyttelen vain tiettyjä kohtia. Muuntimen ensimmäinen käynnistys tapahtuu vastusten R16, R10, R7 ja R6 kautta. Ohjaimelle saa lisävirtaa itsesyöttöpiiristä (R14, C8, VD4, VD7). Zener-diodi VD2 pitää säätimen syöttöjännitteen samalla tasolla - 16V. Haluan kiinnittää huomionne siihen, että IRS27952:ssa, toisin kuin esimerkiksi IR2153:ssa ja IR2161:ssä, ei ole sisäänrakennettua zenerdiodia, joten ulkoisen zenerdiodin käyttö on ehdottoman välttämätöntä, muuten säätimellä taataan epäonnistua. Kondensaattorit C3 ja C5 tasoittavat aaltoilua ja poistavat kohinaa IRS27952-virtapiirissä. Vastusten R1, R2, R3 ja R5, R9, R15 ketjut on suunniteltu purkamaan kondensaattorit sen jälkeen, kun muuntimen verkkovirta on katkaistu. Erityistä huomiota tulee kiinnittää seuraaviin elementteihin: Rfmin, Rfmax, Rfss, Ct, Css - nämä ovat muuntimen taajuus- ja aika-asetuselementtejä, niiden arvot on laskettava omien tehtäviesi mukaan, tästä lisää myöhemmin. Zener-diodit VD10 ja VD13 valitaan myös tarvitsemasi lähtöjännitteen mukaan: kahden zener-diodin kokonaisstabilointijännitteen tulee olla yhtä suuri kuin yhden varren lähtöjännitteen laskettu arvo, tässä tapauksessa lähtöjännitteen +/ saamiseksi. -40V, käytössä on kaksi 20V zener-diodia. Ehkä tämä on kaikki, mitä piiristä voidaan sanoa; pohjimmiltaan se eroaa vähän mistään pulssimuunninpiireistä, jotka on valmistettu International Rectifierin (nykyisin Infineon) ohjaimiin. On aika siirtyä laskelmiin.

Resonanssipiirin laskenta. Laskemiseen tarvitsemme ohjelman ResonantSMPS paketista, kirjoittaja Old Man. Sanon heti, että alla kuvattu laskentatapa on yksinkertaistettu ja kokenut silmä löytää siitä joitakin puutteita; tämä tehtiin tarkoituksella laskennan yksinkertaistamiseksi mahdollisimman paljon, jotta kouluttamattomia olisi mahdollisimman paljon. radioamatöörit voivat toistaa tämän kaikuvan SMPS:n. Ja niin, avaa ohjelma ja anna alkutiedot:

Ensimmäisessä vaiheessa syötämme kaikki alkutiedot kuten yllä olevassa kuvakaappauksessa (korjaamme ne myöhemmin). Sinun tarvitsee vain valita lähtöjännite. Kirjoita tarvitsemasi jännite "Nimellisjännite, V" vieressä olevaan ruutuun. Jos esimerkiksi tarvitset kaksinapaisen lähtöjännitteen +/-40V, syötä 80V (80V=40V+40V). Toistan: Zener-diodien VD10 ja VD13 arvot on valittava niin, että niiden kokonaisstabilointijännite on suunnilleen sama kuin tarvitsemasi SMPS-lähtöjännite (yhden varren jännite). Eli jos tarvitset +/-40 V lähtöjännitteen, sinun on käytettävä kahta 20 V zener-diodia, jos tarvitset esimerkiksi +/-35 V, niin VD10 zener-diodia 30 V ja VD13 zenerdiodia 5,1V. Laskemme nimellisvirran tarvittavasta teholähteen lähtötehon ja jännitteen perusteella. Oletetaan, että haluamme saada SMPS:n, jonka lähtöteho on 200 W, mikä tarkoittaa, että meidän on jaettava haluttu 200 W nimellisjännitteellä, meidän tapauksessamme 200 W/80 V ja saamme nimellisvirran = 2,5 A - syötämme tämän arvon sopiva ohjelmaikkuna. Osoitamme suoran pudotuksen diodeissa 1 V:lla. Jos tiedät diodin yli olevan jännitehäviön tarkan arvon, ilmoita se, mutta joka tapauksessa voit osoittaa, että suora pudotus diodien yli on yhtä volttia; tällä ei ole juuri mitään vaikutusta laskennan tarkkuuteen. , paljon vähemmän suorituskyvystä. Valitse seuraavaksi suoristuksen tyyppi - silta. Ja syötä halutut johtojen halkaisijat, joilla käämit muuntajan. Langan halkaisija ei saa olla yli 0,5 mm, on parempi käyttää ohuempaa lankaa ja kelata se useaan lankaan. Valitse tämän jälkeen sopiva ydin:

Käytin ETD29-ydintä ja siksi levyn jalanjälki on tehty tämän tyyppiselle ja kokoiselle ytimelle, minkä tahansa muun sydämen kohdalla painettua piirilevyä on säädettävä. Ja sinun on valittava ydin niin, että se vastaa kokonaistehoa ja koko käämi sopii sen runkoon. Kun olet valinnut ytimen, napsauta "Laske" -painiketta ja katso, mitä saimme:

Sinun on välittömästi asetettava ei-magneettisen raon pienin mahdollinen arvo, joka on yhtä suuri kuin ohjelma ehdottaa (minun tapauksessani 0,67 mm) ja paina "laske" -painiketta uudelleen. Tämän jälkeen katsomme vain yhtä riviä - tämä on "resonanssikondensaattorin kapasiteetti". Yksinkertaistaaksemme elämääsi eikä tuhlaaksemme aikaasi ja vaivaasi epätyypillisen kapasitanssin valitsemiseen useista sarjaan rinnakkain kytketyistä kondensaattoreista, muutamme resonanssitaajuuden arvoa vastaavassa ohjelmaikkunassa niin, että resonanssikondensaattorin kapasitanssi on yhtä suuri kuin jokin vakiokapasitanssiarvo. Minun tapauksessani resonanssikondensaattorin kapasitanssi osoittautui 28nF, lähin standardiarvo on 33nF, ja pyrimme tähän arvoon.

Resonanssitaajuutta manipuloitaessa aukon arvo tulee aina asettaa minimiin tai hyvin lähelle ohjelman ehdottamaa minimiarvoa. Suosittelen valitsemaan resonanssitaajuuden välillä 85 - 150 kHz. Minun tapauksessani "kätevää" resonanssikapasitanssia vastaavaksi resonanssitaajuudeksi osoittautui 90 kHz. Kaikki tärkeimmät numerot, jotka sinun on muistettava, kirjoitettava muistiin, kuvakaappaus, joita tarvitaan tulevaisuudessa:

Tarvitset punaisissa suorakulmioissa olevia arvoja muuntajan käämityksen yhteydessä. Haluan kiinnittää huomionne siihen, että toisiokäämin kierrosten lukumäärä vastaa syötettyä lähtöjännitearvoa - 80V. Jos haluamme saada virtalähteen, jonka kaksinapainen lähtöjännite on +/-40 V, meidän ei tarvitse käämittää yhtä, vaan kaksi toisiokäämiä, tässä tapauksessa kaksi 12-13 kierrosta (jaamme tuloksena saadut 25 kierrosta kaksi). Lisälaskelmia varten meidän on tarkasteltava siirtoominaisuuksia (tämä tehdään napsauttamalla vastaavaa painiketta ohjelmaikkunan vasemmassa yläkulmassa):

Muistamme arvot Fmin ja Fmax. Meille ne ovat samat: Fmin=54kHz, Fmax=87kHz. Tarvitsemme näitä arvoja lisälaskelmia varten.

IRS27952 trimmiarvojen laskeminen. Tämän artikkelin lopussa sinun on ladattava tiedosto NominaliObvyazki.xlsx. Sen avaamiseen tarvitset Microsoft Excelin. Avaamme tiedoston ja näemme seuraavan:

Sinun tarvitsee vain syöttää yllä saadut Fmin- ja Fmax-arvomme ja saada kaikki IRS27952-verhoilun luokitukset. Ainoa asia, joka meidän on valittava, on kondensaattorien Ct kapasitanssi, joka asettaa kuolleen ajan arvon. Onneksi tämä vaatisi melko monimutkaisen laskelman, joka on suoritettava käytettyjen kytkinten parametrien perusteella, mutta koska laskelmamme on yksinkertaistettu, suosittelen yksinkertaisesti Ct-kondensaattorien käyttöä, kondensaattoria, jonka kapasiteetti on 390-470pF. Tämä kapasiteetti ja vastaava kuollut aika riittävät välttämään siirtymistä kovaan kytkentätilaan, kun käytetään suosituimpia näppäimiä, kuten IRF740, STP10NK60, STF13NM60 ja 2SK3568-piirissä ilmoitettuja. Pehmeän käynnistyksen optimaalinen kesto on 0,1 s, voit asettaa pidemmän keston jopa 0,3 s, se ei ole enää järkevää (SMPS-kondensaattorien lähtökapasitanssilla jopa 10000 µF). Annamme Fmin ja Fmax ja saamme:

Kaikki putkiston arvot (paitsi pehmeäkäynnistyskondensaattorin kapasitanssi) pyöristetään automaattisesti lähimpään standardiarvoon. Täältä näet myös minimi-, maksimi- ja pehmeäkäynnistystaajuuksien todelliset arvot, jotka saadaan käytetyillä vakioputkistoarvoilla. Pehmeäkäynnistyskondensaattorin kapasitanssi koostuu useista kondensaattoreista, keraamisesta SMD:stä ja elektrolyyttisestä, tätä varten piirilevyllä on riittävästi tilaa. Tässä vaiheessa laskelmaa voidaan pitää valmiina.

Resonanssipiirin toteutus. Resonanssipiiri sisältää: resonanssimuuntajan, resonanssikapasitanssin ja lisäresonanssikuristimen (tarvittaessa). Tiedämme jo resonanssikapasitanssin nimellisarvon. Resonanssikondensaattorin on oltava kalvokondensaattori, tyyppiä CBB21 tai CBB81, CL21 on myös sallittu (mutta ei suositella). Kondensaattorin jännitteen tulee olla vähintään 630V, mieluiten 1000V. Tämä johtuu siitä, että kondensaattorin suurin sallittu jännite riippuu kondensaattorin läpi kulkevan virran taajuudesta; 400 V:n kondensaattori ei kestä kauan. Ja nyt mielenkiintoisin osa - resonanssimuuntaja. Sitä varten meillä on kaikki tarvittavat alkutiedot. Kuinka tuulettaa? Vaihtoehtoja on useita. Ensimmäinen vaihtoehto: kelaa se kuin tavallinen muuntaja - kelaamme ensisijaisen rungon koko leveyden poikki, sitten kelaamme toisiopuolen koko rungon leveydelle (tai päinvastoin, ensin toisio, sitten ensiö). Toinen vaihtoehto: kelaa toissijainen kehyksen koko leveydelle ja ensisijainen yli puolet tai kolmasosa rungon leveydestä (tai päinvastoin - ensisijainen koko leveydeltä ja toissijainen yli puolet tai kolmasosa kehyksen leveys). Ja kolmas vaihtoehto: käytä poikkileikkauskäämiä, kun ensiö- ja toisiokäämi on täysin erotettu. Tätä varten tarvitset joko erityisen leikatun kehyksen tai sinun on tehtävä tällainen kehys itse jakamalla kehys muovisella väliseinällä.

Miksi tämä on ja mitä se antaa? Ensimmäinen vaihtoehto on yksinkertaisin, mutta antaa minimaalisen vuotoinduktanssin. Toinen vaihtoehto on erittäin epämukava tuulelle ja antaa keskimääräisen vuotoinduktanssin. Kolmas vaihtoehto antaa korkeimman ja ennustettavimman arvon vuodon induktiivuudelle, lisäksi kätevimmän menetelmän käämitykseen. Voit valita minkä tahansa vaihtoehdoista. Kun olet päättänyt käämitysvaihtoehdosta ja käämittänyt tarvittavan määrän ensiö- ja toisiokäämien kierroksia, sinun on muutettava tuloksena olevan muuntajan ensiökäämin vuotoinduktanssi. Tätä varten sinun on koottava muuntaja. Tässä vaiheessa ei tarvitse liimata sydämen osia ja lisätä rakoa (vuotoinduktanssi ei riipu raon koosta, sen olemassaolosta tai poissaolosta), riittää, että ytime kiristetään väliaikaisesti sähköteipillä. Juottamisen avulla on tarpeen oikosulkea luotettavasti kaikki toisiokäämin navat toisiinsa ja mitata ensiökäämin induktanssi. Tuloksena oleva induktanssiarvo on muuntajan ensiökäämin vuodon induktanssi. Oletetaan, että vuodon induktanssi on 50 μH. Vertaamme saatua arvoa laskettuun Lr:n arvoon, jonka lasket yllä:

Se ei onnistunut! Tarvitsemme 94 µH, mutta saimme 50 µH. Mitä tehdä? Pääasia, ettei panikoi! Näin tapahtuu, se tapahtuu varmasti sinulle, ja se on täysin normaalia. Ylimääräinen resonanssikuristin auttaa meitä poistamaan tämän ristiriidan. Mutta jos et ole unohtanut, juuri edellä kirjoitin kolmesta muuntajan käämitysvaihtoehdosta?! Joten ensimmäinen menetelmä antaa pienimmän vuotoinduktanssin ja sitä käyttämällä tarvitset taatusti lisäkelan. Toinen vaihtoehto antaa keskimääräisen vuotoinduktanssin ja todennäköisesti tarvitset silti kuristimen, mutta ei niin suurella induktanssilla kuin ensimmäistä vaihtoehtoa käytettäessä. Mutta kolmatta vaihtoehtoa käytettäessä on mahdollista saada välittömästi tarvittava muuntajan ensiökäämin dissipaatioinduktanssi ilman ylimääräistä resonanssikuristin. Vaadittu vuotoinduktanssi kolmannella käämivaihtoehdolla saadaan valitsemalla ensiö- ja toisiokäämien käämin leveyssuhde oikein. On jopa mahdollista, että olet onnekas ja voit arvata ensiö- ja toisiokäämin leveyden ja saada heti halutun vuotoinduktanssin (kuten minulle tapahtui). Mutta jos olet epäonninen ja mitattu vuodon induktanssi ja vaadittu laskettu arvo eivät täsmää, sinun on käytettävä ylimääräistä resonanssikuristin. Induktorin induktanssin tulee olla yhtä suuri kuin: Lr:n laskettu arvo miinus ensiökäämin vuotoinduktanssin tuloksena oleva todellinen arvo. Meidän tapauksessamme: 94 µH-50 µH = 44 µH - juuri tämän pitäisi olla ylimääräisen resonanssikuristimen induktanssi, joka on esitetty kaaviossa ja taululla muodossa Lr. Mitä käyttää? On parasta kelata renkaaseen, joka on valmistettu materiaalista -2 tai -14; tällaiset renkaat näyttävät tältä:

Resonanssikuristimen kelaamiseen on mahdollista käyttää myös ferriittirenkaita (vihreä tai sininen), mutta aina rakolla. Raon koko valitaan mielivaltaisesti. Materiaalista -2 ja -14 valmistetuille renkaille välystä ei tarvita. Resonanssikuristin on käämittävä samoilla johtimilla ja samalla määrällä ytimiä kuin muuntajan ensiökäämi. Kierrosmäärän tulee olla sellainen, että saadaan vaadittu induktanssiarvo, tässä tapauksessa 44 μH. Ja kun kela (jos se osoittautuu tarpeelliseksi) ja resonanssimuuntaja kääritään, on tarpeen säätää sen ensiökäämin induktanssi laskettuun arvoon. Yllä olemme jo laskeneet, mikä muuntajan ensiökäämin kokonaisinduktanssin tulisi olla. Jos todellinen vuotoinduktanssi osuu yhteen resonanssiinduktanssin lasketun arvon kanssa eikä lisäresonanssikuristinta tarvita, ensiökäämin induktanssi säädetään muuntajan sydämessä olevan raon koon mukaan laskettuun arvoon:

Eli on tarpeen lisätä asteittain muuntajan sydämen osien välistä rakoa, kunnes muuntajan ensiökäämin mitattu induktanssi on yhtä suuri kuin laskettu arvomme - 524 μH. Mutta tämä on vain, jos ylimääräistä resonanssikuristin ei käytetä. Jos mukana on lisäkuristin, tämän lisäkuristimen induktanssi on vähennettävä ensiökäämin kokonaisinduktanssin lasketusta arvosta. Meidän tapauksessamme käy ilmi 524 µH-44 µH = 480 µH, juuri tämän muuntajamme ensiökäämin induktanssin pitäisi olla. Ensiökäämien induktanssi mitataan toisiokäämien ollessa auki. Kun muuntajan ensiökäämin vaadittu induktanssiarvo on saavutettu, muuntajaa ja resonanssikuristin voidaan pitää valmiina ja laskenta on valmis.

Kuinka varmistaa, että kaikki toimi ja että tuloksena oleva SMPS on todella resonoiva? On tarpeen käyttää oskilloskooppia muuntajan ensiökäämin läpi kulkevan virran muodon tarkkailemiseksi. Tätä varten, jos on ylimääräinen resonanssikuristin, sen ympärille kääritään väliaikainen testikäämi 2-3 kierrosta ohutta lankaa, ladataan vastukseen, jonka resistanssi on 330-750 ohmia, ja tähän käämiin kytketään oskilloskooppi. . Nykyisen aaltomuodon tulee olla sinimuotoinen tai lähellä sinimuotoista (suunnilleen sama kuin yllä olevissa aaltomuodoissani). Jos resonanssikuristin ei ole, sen tilalle asennetaan tilapäisesti virtamuuntaja. Se koostuu ferriittirenkaasta, jonka käämitys sisältää 40-50 kierrosta ohutta lankaa, kuormitettuna 330-750 ohmin vastuksella, johon on kytketty oskilloskooppi, ja toisesta yhden kierroksen käämyksestä, joka on kytketty resonanssin tilalle. tukehtua.

Muutama kuva:

Artikkelin lopussa haluan kiittää kokeisiin toimitetuista IRS27952-mikropiireistä ja muista SMD-elementeistä!

Kiitos huomiostasi!

Luettelo radioelementeistä

Nimitys	Tyyppi	Nimitys	Määrä	Huomautus	Myymälä	Oma muistilehtiö
	LLC Resonant SMPS perustuu IRS27952:een
R6	Vastus	0 ohmia	1	SMD1206		Muistilehtiöön
R4, R11, R13	Vastus	4,7 ohmia	3	SMD1206		Muistilehtiöön
R8, R12	Vastus	22 ohmia	2	SMD1206		Muistilehtiöön
R17	Vastus	750 ohmia	1	SMD1206		Muistilehtiöön
R18, R19	Vastus	24 kOhm	2	SMD1206		Muistilehtiöön
R1, R2, R3, R5, R9, R15	Vastus	120 kOhm	6	SMD1206		Muistilehtiöön
R7, R10, R16	Vastus	270 kOhm	3	SMD1206		Muistilehtiöön
R14	Vastus	4,7 ohmia	1	Teho, 0,25W		Muistilehtiöön
Rfmin	Vastus	*	1	SMD1206		Muistilehtiöön
Rfss	Vastus	*	1	SMD1206		Muistilehtiöön
Rfmax	Vastus	*	1	Teho, 0,25W		Muistilehtiöön
C2	Filmi kondensaattori	100 nF	1	CL21, 400V		Muistilehtiöön
C4, C7	Melua vaimentava kalvokondensaattori	100 nF	2	X2, 275V		Muistilehtiöön
C8	Keraaminen kondensaattori	1 nF	1	630/1000V		Muistilehtiöön
C6, C5	Keraaminen kondensaattori	100 nF	2	SMD1206, 50V		Muistilehtiöön
C11, C12, C13, C14, C15, C16	Keraaminen kondensaattori	1 µF	6	SMD1206, 50V		Muistilehtiöön
C3		10 µF	1	25V		Muistilehtiöön
C1	Elektrolyyttikondensaattori	220 µF	1	400V

MICOR-tekniikkaa. Uuden sukupolven teholähteet, jotka perustuvat resonanssiilmiöön

Pulssinleveysmodulaatiota (PWM) käyttävä menetelmä on vastaus lähes täydellisen säädetyn teholähteen etsimiseen. Tiedetään, että pulssilähteessä kytkin on joko päällä tai pois päältä ja ohjaus tapahtuu nollatehohäviöllä, toisin kuin lineaarisessa stabilisaattorissa, jossa stabilointi tapahtuu päästöelementin tehohäviön vuoksi. Tosimaailman sovelluksissa PWM tarjoaa kohtuullisen lähestymistavan häviöttömään kytkentään alhaisemman kytkentätaajuuden, kuten 20-40 kHz:n, ansiosta. Jos katsot tilannetta toiselta puolelta, voit kertoa, miksi tämä taajuusalue on ollut suosittu niin pitkään.

PWM-stabiloinnin alkuajoista lähtien suunnittelijat ovat yrittäneet siirtyä kohti korkeampia taajuuksia, koska ne voivat vähentää magneettisydämen ja suodatinkondensaattorien kokoa, painoa ja kustannuksia.

Korkeat kytkentätaajuudet tarjoavat myös muita etuja. Korkeampia taajuuksia käyttämällä voidaan odottaa radiohäiriöiden ja sähkömagneettisen kohinan vähenemistä; vähemmän ongelmia suojauksen, irrotuksen, eristyksen ja rajoitusten kanssa piirissä. Voit myös odottaa nopeampaa vastetta sekä alhaisempaa lähtöimpedanssia ja aaltoilua.

Suurin este korkeampien taajuuksien käytölle oli käytännön vaikeus luoda nopeita ja riittävän tehokkaita kytkimiä. Koska kytkimen välitöntä päälle- ja poiskytkentää on mahdotonta saavuttaa, siinä on jännite kytkennän aikana ja samalla virta kulkee sen läpi. Toisin sanoen puolisuunnikkaan muotoiset värähtelyt neliömäisten sijaan luonnehtivat kytkentäprosessia. Tämä puolestaan ​​johtaa kytkentähäviöihin, jotka kumoavat teoriassa korkean tehokkuuden ihanteellisesta kytkimestä, joka käynnistyy välittömästi, jonka päällekytkentävastus on nolla ja sammuu välittömästi. Kuvassa 1 vertaa PWM:ää ja kytkentätilaa resonanssitilassa, jota käsitellään tarkemmin.

Edellä olevan perusteella on selvää, että ihanteellisessa kytkimessä ei pitäisi olla jännitehäviötä sen ollessa päällä. Kaikki nämä näkökohdat viittaavat siihen, että korkea hyötysuhde oli vaikea tavoite, erityisesti korkeilla kytkentätaajuuksilla, kunnes kytkentäpuolijohdelaitteiden luomisessa edistyttiin.

On myös syytä huomauttaa, että samaan aikaan tarvittiin edistystä muiden laitteiden, kuten diodien, muuntajien ja kondensaattoreiden, luomisessa.

Meidän on kunnioitettava työntekijöitä kaikilla tekniikan aloilla: PWM:n kytkentätaajuus nostettiin 500 kHz:iin. Kuitenkin korkeammilla taajuuksilla, esimerkiksi 150 kHz, on parempi harkita eri menetelmää. Joten tulemme virtalähteen resonanssitoimintatilaan.

Resonanssitilaa käyttävä stabiloitu virtalähde edustaa todella suurta harppausta tekniikassa. Vaikka on sanottava, että resonanssiilmiöiden käyttö inverttereissä, muuntimissa ja teholähteissä edeltää puolijohteiden aikakautta. Kävi ilmi, että resonanssiilmiöitä käytettäessä oli usein mahdollista saada hyviä tuloksia.

Esimerkiksi ensimmäisissä televisioissa kuvaputkeen tarvittavat korkeat jännitteet saatiin radiotaajuisella virtalähteellä.

Se oli 150-300 kHz:n taajuudella toimiva tyhjiöputkisiniaaltogeneraattori, jossa vaihtojännitteen lisäys saavutettiin resonoivassa radiotaajuusmuuntajassa. Sellaisenaan samanlaisia ​​piirejä käytetään edelleen generoimaan vähintään useiden satojen tuhansien volttien jännitteitä erilaisiin teollisiin ja tutkimustarkoituksiin. Suuremmat jännitteet saavutetaan usein käyttämällä resonanssitoimintoa ja diodijännitteen kertojaa.

On jo pitkään tiedetty, että invertterin resonanssilähtöpiirit stabiloivat sähkömoottoreiden ja hitsauslaitteiden toimintaa. Tyypillisesti korkean induktanssin omaava käämi kytkettiin DC-jännitelähteestä invertteriin johtavan johtimen katkaisuun. Tässä tapauksessa invertteri käyttäytyy suhteessa kuormaan virtalähteenä, mikä helpottaa resonanssiilmiöiden olemassaolon ehdon noudattamista. Tässä tapauksessa on oikeampaa kutsua olemassa olevia tyristoriinverttereitä kvasiresonansseiksi: värähtelevä piiri altistetaan ajoittain iskuherätykselle, mutta jatkuvia värähtelyjä ei ole. Herätyspulssien välillä värähtelypiiri vapauttaa varastoituneen energian kuormaan.

Yllä olevasta on selvää, että resonanssikäyttötilan laaja käyttö alkoi erikoistuneiden ohjaus-IC:iden luomisen jälkeen. Nämä IC:t vapauttivat suunnittelijat virheistä, jotka väistämättä liittyvät haluun käyttää resonanssimoodia useiden satojen kilohertsien tai useiden megahertsien taajuuksilla, joissa komponenttien pienet koot voivat vähentää merkittävästi kokoa, painoa ja kustannuksia.

Asiantuntijamme loivat vuonna 2010 useita hitsauskoneita manuaaliseen kaarihitsaukseen resonanssikäyttöjärjestelmällä: Handy-190, Handy-200, X-350 Storm (kuva 2).

Tällä hetkellä puoliautomaattiseen ja automaattiseen hitsauskoneeseen suunnitellaan tämän tekniikan pohjalta (kuva 3).

Tällaisilla laitteilla on useita teknisiä etuja:

• lähes "ihanteellinen" virtalähteen ulkoinen virta-jännite -ominaisuus, joustavampi ja pehmeämpi kaari resonanssin ohjausrakenteen ansiosta;
• luotettava sytytys ja mukava hitsaus kaikentyyppisille elektrodeille;
• huomattavasti suurempi hyötysuhde (pienempi virrankulutus);
• mahdollisuus pisaroiden siirron tarkempaan hallintaan johtuen ohjauspiirin välittömästä (1,5 MHz) vasteesta ulkoisiin häiriöihin (kaaret) ja seurauksena - roiskeiden merkittävä väheneminen, hitsauskaaren vakaa palaminen kaikissa tila-asennoissa .

Riisi. 1. Oskilogrammit, jotka osoittavat eron PWM:n (vasemmalla) ja resonanssitilan (oikealla) välillä. PWM:ssä kytkentähäviöt syntyvät, koska virta kulkee samanaikaisesti kytkimen läpi ja sen yli on jännite.

Huomaa, että tätä tilannetta ei esiinny resonanssikäyttötilassa, joka käyttää taajuusmodulaatiota (FM) jännitteen stabilointiin.

Riisi. 2. Kätevä-190 Micor

Riisi. 3. Resonanssimuuntimen peruspiiri

Tämä korkeajännitelähde tehtiin kauan sitten, mutta löysin sen hyllystä ja päätin kuvailla sitä. Tämä on käytännössä tavallinen puolisilta (heidän verkossa valtava kasa) IR2153:ssa muutamaa kohtaa lukuun ottamatta.

Ensinnäkin tässä linjamuuntaja toimii resonanssitaajuudella, mikä tarkoittaa, että se tuottaa erittäin korkean jännitteen. Vuorauksen läpimurron estämiseksi sitä ei saa kytkeä päälle ilman kuormaa! Luulen, että meidän on tehtävä suojaava pysäytin.

Toiseksi "raskaita" transistoreita (stw29nk50, sellaisia ​​oli), jotka ovat melko epätavallisia sellaisille piireille, käytetään melko korkealla taajuudella - noin 120 kHz. Jotta IR2153 voisi ohjata niitä, otetaan käyttöön puskureita. Ja yleensä, IR2153 puretaan niin paljon kuin mahdollista. Jännitteen stabilointi on ulkoista, puskurit ovat myös ulkoisia. Mikruhan elämä on muuttunut saduksi)

Kolmanneksi IR2153 saa virtaa itsestään käynnistyksen jälkeen. Vastuksen R4 lämmitys vähenee huomattavasti, ja se voi tuottaa enemmän virtaa porteille. Toinen tämän lähestymistavan etu on, että jos lähdelähdöt ovat oikosulussa pitkään, ir2153:n virransyöttö putoaa UVLO-vastekynnyksen alapuolelle, se sammuu ja verkkovastus kytkee sen ajoittain päälle. Siten oikosulusta poistumisen todennäköisyys on suunnilleen nolla.

Kaava (napsautettava)

Kierrosmäärä ensiössä on 45, IR-virtalähteen käämissä - 4.

Transistorit on sijoitettu jäähdyttimen päälle.

Koottu piiri

Itse liner ei halunnut mahtua runkoon, joten jouduin viilaamaan runkoa hieman ja jotta se näyttäisi kauniilta, tein punaisen lippiksen, jossa oli iso huutomerkki; minulla ei ollut tarpeeksi taitoa piirtää. salama))

Tehonkulutus – 120W, oikosulku. Se kestää kuormituksia ilman ongelmia.

Video

Veljeni näyttää tottuneen siihen, että otan hänen kameransa pois ottaakseni kuvia käsitöistäni. Joten tässä se on:

Miksi kaari on niin kuollut? Kun se ilmestyy, puolisilta menee pois resonanssista ja tämän vuoksi lähtöteho pienenee. Tehoa voidaan aina lisätä alentamalla käyttötaajuutta ja vähentämällä kierrosten määrää. Onneksi transistorit mahdollistavat tämän.

Keksinnön ydin: resonanssiteholähteessä, jossa on tasasuuntaajayksikkö, AC-puolelle kytketyt vaihekondensaattorit ja tasasuuntaajayksikön lähtöön kytketty induktanssi, vaihekondensaattorit on kytketty sarjaan tasasuuntaajan vastaavien tulojen kanssa. yksikkö. 3 sairas.

Sähkötekniikka Keksintö koskee sähkötekniikkaa, erityisesti laitteita valokaaripurkauksen tehostamiseksi. Tällä hetkellä hitsaukseen ja plasmakaariin on kehitetty huomattava määrä virtalähteitä, jotka eroavat toisistaan ​​sekä piirirakenteen että toimintaperiaatteen osalta. Valokaaripurkauksen syöttämiseen käytetään useimmiten lähteitä, joiden ominaisuudet ovat jyrkästi putoavat tai pystysuorat (virtalähteet). Piiriratkaisujen osalta kyllästyskuristimilla varustetut lähteet, ohjattujen laitteiden lähteet ja parametriset lähteet ovat pääosin yleistyneet (A. V. Donskoy, V. S. Klubnikin. Electroplasma Process and Installations in mechanical engineering. L. Mechanical Engineering, 1979, 164 s.). Valokaariasennukset kyllästyskuristimilla ovat yleistyneet niiden yksinkertaisuuden ja toimintavarmuuden vuoksi. Ulkoinen ominaisuus muodostetaan demagnetoimalla kyllästyskuristimia. Ohjattujen laitteiden kaarisähköasennukset edustavat useimmiten ohjattujen tyristoriventtiilien virtalähteitä. Tällaisten lähteiden käyttövirta määräytyy venttiilin laukaisukulman mukaan, mikä johtaa tarpeeseen asentaa tasoituskuristimet tasavirtapiiriin. Avautumiskulmalla ohjattuihin puolijohdeventtiileihin perustuvien teholähteiden haittoja ovat ohjattujen venttiilien synkronisesta toiminnasta syöttöjännitteen kanssa johtuva inertia, tehokertoimen lasku, merkittävä aaltoilu ja vaikutus syöttöverkkoon, erityisesti matalalla. kuormia. Syvällä säätelyllä nämä puutteet voivat johtaa teknologisen prosessin häiriintymiseen ja epävakaaseen valokaaren palamiseen (A. V. Donskoy, V. S. Klubnikin. Electroplasma process and installs in mechanical engineering. L. Mechanical Engineering, 1979, 168 s.). Parametriset kaaripurkausvirtalähteet on rakennettu passiivisille induktiivis-kapasitiivisille elementeille. Kuten tutkimukset ovat osoittaneet, reaktiivisten elementtien lisääminen piiriin, vaikka heikentää hieman asennuksen tehokkuutta, tarjoaa hyvän virran stabiloinnin, korkean tehokertoimen ja teholähteen heikon vaikutuksen syöttöverkon jännitteen muotoon. Tarkasteltavana olevia lähteitä voidaan käyttää laajasti valokaariasennuksissa (B.E. Paton et ai. Plasmaprosessit metallurgiassa ja epäorgaanisten materiaalien teknologia. M. Nauka, 1973, 244 s.). Tällaisten laitteistojen päähaittoja ovat säätelyn monimutkaisuus, joka voidaan suorittaa kolmella tavalla: tasainen syöttöjännitteen muutos, joka on suunniteltu täydelle teholle, joka on hyväksyttävä vain pienitehoisissa asennuksissa; reaktiivisten elementtien induktanssin ja kapasitanssin synkroninen muutos, joka on teknisesti vaikea toteuttaa, ja induktiivisten ja kapasitiivisten reaktanssien epätasapaino huonontaa jyrkästi piirin stabilointiominaisuuksia; muuttamalla tehomuuntajan muunnossuhdetta, esimerkiksi muuttamalla kierrosten määrää (A. V. Donskoy, V. S. Klubnikin, Elektroplasmaprosessit ja -asennukset koneenrakennuksessa. L. Mechanical Engineering, 1979, 170 s.). Tunnetaan tasavirtalähde, joka sisältää muuntajan, jossa on ensiökäämi ja vähintään yksi toisiokäämi, ensiökäämin ollessa kytkettynä vaihtovirtalähteeseen, kondensaattorijärjestelmän, joka on kytketty rinnan toisiokäämin kanssa. Kondensaattorijärjestelmän kapasitiivinen reaktanssi on yhtä suuri kuin toisiokäämin induktiivinen reaktanssi. Tämä luo resonanssin induktiivis-kapasitiivisen piirin. Erikoislaite muuntaa piiristä tulevan lähtösignaalin vakioksi (US-patentti N 4580029, luokka B 23K 9/00). Kuvassa 1 on kaavio tunnetusta virtalähteestä. Muuntajan T kautta syöttöverkkoon kytketty lähde sisältää toisiokäämin L 2, kondensaattorijärjestelmän C, tasasuuntaajan B, kuristimen L, kuorman R. Tunnetun laitteen putoavan I-V-ominaisuuden muodostuminen on suoritetaan ohittamalla kondensaattorijärjestelmä Kun kuormitusvastuksen arvo muuttuu ja R 0:ssa piirin kapasitanssi puuttuu, resonanssiehto rikotaan, piirin kokonaisresistanssi kasvaa ja rajoittaa oikosulkuvirran suuruutta . Kuormitusvastuksen kasvu johtaa kondensaattoreiden latausvirran kasvuun ja vastaavaan jännitteen nousuun. Tunnetun laitteen toimivuuden välttämätön ehto on värähtelypiirin induktiivisen ja kapasitiivisen resistanssin yhtäläisyys. Tiedetään kuitenkin, että jos induktiivinen ja kapasitiivinen vastus ovat yhtä suuret, virtapiirissä määräytyy vain piirin aktiivinen kokonaisvastus ja se voi saavuttaa merkittäviä arvoja. Erityisesti tämä tulisi ilmaista tyhjäkäyntivirran suurena arvona. Tunnetun laitteen seuraava piirre on tehonsyötön alentunut hyötysuhde, koska tasasuuntaajalaitteesta poistetun virran rinnalla on kondensaattorijärjestelmän C latausvirta ja vastaavat energiahäviöt. Induktanssi L on ilmeisesti tarkoitettu tasoittamaan aaltoilua, koska tunnetun laitteen kolmivaihepiirille ei ole annettu induktanssia L1. Esillä olevan keksinnön tarkoituksena on yksinkertaistaa piiriä ja parantaa toimintatehokkuutta. Tämä tavoite saavutetaan sillä, että resonanssiteholähteessä, joka sisältää tasasuuntausyksikön, AC-puolelle kytketyt vaihekondensaattorit ja tasasuuntaajayksikön tuloon kytketyn induktanssin, vaihekondensaattorit on kytketty sarjaan vastaavien tulojen kanssa. tasasuuntaajayksikkö. Ehdotettu virtalähde (yksivaiheiselle virtalähteelle) on esitetty kuvassa. 2 ja sisältää kondensaattorin C, tasasuuntauslohkon B, induktanssin L, kuorman R (kaariväli). Ehdotetun laitteen toiminta perustuu kondensaattorin C kapasitiivisen reaktanssin yli olevan jännitteen ja tasavirralle kytketyn induktanssin L jännitteen vuorovaikutukseen, joka suoritetaan vaihtovirtaa muuntavan kytkinelementin B avulla. tasavirtaan. Kun kaarirako on oikosulussa, piiriin muodostuu maksimivirran arvo. Tässä tapauksessa tasavirralla kytketty induktanssi on tasoituskuristin. Tasasuunnatun virran aaltoilu on merkityksetöntä, induktorin resistanssi määräytyy pääasiassa käämin aktiivivastuksen mukaan. Siten jännitehäviö kelan yli on merkityksetön ja pääjännitehäviö tapahtuu kondensaattorin C yli, jonka resistanssi määrää oikosulkuvirran. Kun muodostuu kaarirako, piirin aktiivinen vastus kasvaa jyrkästi, mikä vähentää induktorin virtaa. Koska induktorin aaltoilun määrä on kääntäen riippuvainen suhteesta /L/R, missä on syklinen taajuus, L induktanssi, R kuormitusvastus (I. I. Belopolsky. Radiolaitteiden virtalähteet. M. Energia, 1971, 92 s. ), resistanssin lisäys johtaa aaltoilun lisääntymiseen, ts. induktoriin syötetyn jännitteen vaihtuvaan komponenttiin. Virran pieneneminen kaarivälin kasvaessa johtaa kondensaattorin jännitteen laskuun, koska U c X c I, jossa U c on kapasitanssin yli oleva jännite, X c on kapasitanssin reaktanssi, I on virta kondensaattorin kautta. Koska jännitteet induktanssin ja kapasitanssin yli ovat epävaiheisia, piirin kokonaisreaktanssi laskee. Siten resistanssin kasvu kaariraon kasvaessa johtaa reaktanssin pienenemiseen ja jännitteen nousuun jälkimmäisen yli. Kuvassa Kuvassa 3 on esitetty teholähteen toiminnan ajoituskaaviot, joissa i R on kuormitusvirtakäyrä, i 1, i 2 ovat tasasuuntaajan virtakäyrät, U R kuormitusjännite, UL induktanssijännite, U c kondensaattorin jännite ja kondensaattorin virtakäyrät. Kolmivaiheisen syöttöverkon toimintaperiaate on samanlainen. Ehdotetun piiriratkaisun lähteen erottuva piirre on kyky toimia ilman muuntajaa, kun taas laite muuttaa piirin jäykän virta-jännite-ominaisuuden jyrkästi putoavaksi ilman oikosulun vaaraa ja rajoittaa virrankulutusta riippuen. purkamisen palamisolosuhteista. Ehdotetussa piirissä ei ole värähtelypiiriä vaihtovirtasyötölle, ja kondensaattorilohkon C läpi kulkeva virta vastaa teholähteen käyttövirtaa. Kuten ehdotetun laitteen käytännön tutkimukset ovat osoittaneet, jännite kaariraon yli sen pituuden kasvaessa ja sähköteho muuttuu useita kertoja johtuen jännitteiden uudelleenjakaumasta teholähteen reaktiivisissa elementeissä. Tutkimukset suoritettiin virta-alueella 5 - 100 A, tyhjäjännite 220 V. Lähteen toiminnalle on ominaista korkea kaaripurkauksen stabiilisuus, saavutettu hyötysuhde on yli 80 %. käyttöjännitteellä, on sallittua käyttää, toisin kuin tunnetussa laitteessa, muuntajaa ilman vuotoa, mikä lisää teholähteen toiminnan tehokkuutta.

Väite

Jyrkän ulkoisen ominaiskäyrän omaava resonanssiteholähde, joka sisältää tasasuuntausyksikön, AC-puolelle kytketyt vaihekondensaattorit ja tasasuuntaajayksikön lähtöön kytketyn induktanssin, tunnettu siitä, että vaihekondensaattorit on kytketty sarjaan vastaavien tulojen kanssa. tasasuuntaajayksikkö.

Tämä artikkeli on laadittu lähettäjän lähettämien materiaalien perusteella Alexander Germanovich Semenov, Chisinaussa sijaitsevan venäläis-moldovalaisen yrityksen "Elkon" tieteellisen ja tuotannon johtaja. Yrityksen pääinsinööri osallistui myös artikkelin valmisteluun Aleksanteri Anatoljevitš Penin. Alexander Germanovich kirjoittaa:
"Teholähteiden alaan erikoistuneena onnistuimme luomaan menetelmän resonanssimuuntimien rakentamiseen syvällä lähtöparametrien säädöllä, joka eroaa tähän mennessä tunnetuista. Menetelmälle saatiin kansainvälinen patentti. Menetelmän edut ovat eniten tulee täysin ilmi rakennettaessa voimakkaita - 500 - kymmenien kilowattien - lähteitä Muuntaja ei vaadi nopeita suojapiirejä oikosulkuja vastaan ​​lähdössä, koska kytkinvirta ei käytännössä keskeydy missään tilassa. Mahdollisuus läpivirtausten esiintymiseen Koska fyysisesti (ilman takaisinkytkentää) muunnin on virtalähde, on nyt mahdollista siirtää syöttöverkon tasasuuntaajan suodatinkondensaattori muuntimen lähtöön, jolloin oli mahdollista saada tehokerroin 0,92-0,96 kuormituksesta riippuen Resonanssipiirin taajuus ei muutu, mikä mahdollistaa muuntimen säteilyn tehokkaan suodattamisen kaikkiin suuntiin Käytännön toteutus tapahtuu sähkökemiallisen suojauksen virtalähteiden muodossa - katodisuojausasemat Elkon-tuotemerkistä. Teho 600, 1500, 3000 ja 5000 wattia. Tehokkuus nimellistilassa on tasolla 0,93-095. SKZ läpäisi NPO "VZLET" sertifiointitestit. Toteutus on hidas, venynyt. Kaikki tämä vahvistaa idean toteuttamiskelpoisuuden. Minusta kuitenkin vaikuttaa siltä, ​​että kaupallisen menestyksen saavuttamiseksi ideaa on popularisoitava, jotta siihen voidaan kiinnittää huomiota."
No, on aina ilo auttaa kollegoita, varsinkin kun Elconin tuotteiden taustalla oleva idea on uusi.

Tällä hetkellä tehoelektroniikan laitteita ja ammattikäyttöön kehitettyjä laitteita optimoidaan aktiivisesti painon, mittojen, tehokkuuden, luotettavuuden ja kustannusten kriteerien mukaan. Nämä vaatimukset kiristyvät jatkuvasti, toisin sanoen asiakas haluaa laitteen, jonka mitat ja paino ovat mahdollisimman pienet ja samalla korkea hyötysuhde, korkea luotettavuus ja edullinen.

Tuotteiden kuluttajaominaisuuksien parantamiseksi on turvauduttava tunnettuihin toimenpiteisiin: muunnoksen toimintataajuuksien lisääminen, tehoelementtien tehohäviöiden vähentäminen, dynaamisten ylikuormitusten vähentäminen tai poistaminen piirin tehoosassa. Usein nämä toimenpiteet ovat ristiriidassa keskenään, ja tiettyjen tulosten saavuttamiseksi kehittäjä tekee joitakin, joskus erittäin vaikeita, kompromisseja. Siksi muuntajatekniikan parametrien lisäoptimointi on mahdollista vain siirtymällä uusiin periaatteisiin näiden laitteiden rakentamisessa.

Ymmärtääksemme, kuinka Elconin tarjoama jännitteensäätömenetelmä on pohjimmiltaan erilainen ja mitä uutuutta siinä piilee, puhutaan ensin säätimien perinteisestä suunnittelusta. DC-DC-muuntimet (DC/DC-muuntimet), jotka ovat merkittävä laiteluokka tehoelektroniikan alalla, on perinteisesti rakennettu seuraavan kaavan mukaan: ensiölinkki muuntaa tasajännitteen suurtaajuiseksi vaihtojännitteeksi; toisiolinkki muuntaa vaihtojännitteen tasajännitteeksi. Muuntaja sisältää yleensä säätimen, joka ohjaa ulostulon tasajännitettä tai pitää sen vaaditulla tasolla.

Korkeataajuinen muunnos voidaan suorittaa erilaisilla piireillä, mutta jos puhumme push-pull-piireistä, voimme nimetä kaksi tyyppiä: virtakytkimen virran suorakaiteen muotoiset piirit ja resonanssit, joissa on sinimuotoinen (tai kvasisisinimuotoinen). ) kytkinvirran muoto.

Muuntajien käyttöhyötysuhde määräytyy suurelta osin tehoelementtien dynaamisten kytkentähäviöiden perusteella käyttövirta-arvoja vaihdettaessa. Kokemus teholtaan yli 100 W:n muuntimien kehittämisestä osoittaa, että näitä häviöitä voidaan pienentää pääasiassa käyttämällä alhaisia ​​kytkentäelementtejä (transistoreja) ja muodostamalla oikea kytkentärata. Nykyisellä elementtipohjalla on tietysti melko korkeat dynaamiset ominaisuudet, mutta ne ovat silti kaukana ihanteellisista ominaisuuksista. Siksi tekniset rajoitukset johtavat usein merkittäviin ylijännitteisiin tehopiirin elementeissä, mikä tarkoittaa, että muuntimen yleinen luotettavuus heikkenee.

Oikean kytkentäpolun muodostaminen on tärkeä tehtävä, joka voi myös vähentää merkittävästi kytkentäylijännitteitä. Tämä menetelmä tarjoaa ns. "pehmeän" kytkennän jakamalla energiaa uudelleen kytkentäelementin todellisen tehoosan (transistorikytkin) ja muodostuselementin välillä. Häviöiden väheneminen johtuu niiden keräämän energian palautuksesta. Muistetaan, että muodostuvien elementtien tunnettuja edustajia ovat kaikenlaiset RCD-piirit, vaimennusvastukset, vaimentimet jne.

Todellisten muuntimien kehittämiskäytäntö osoittaa, että kun luot laitetta, jonka nimellisteho on satoja tai tuhansia watteja, sinun on kirjaimellisesti "annettava" jokaisesta tehollisen tehon watista, jotta lämpöhäviöt voidaan vähentää mahdollisimman paljon, mikä vähentää kokonaistehoa. muuntimen tehokkuus.

Toinen ongelma liittyy nopean suojauksen tarpeeseen kuorman oikosulkuja (oikosulkuja) vastaan. Ongelmana on lähinnä se, että liian nopea suojaus tulee liian alttiiksi väärille hälytyksille ja laukaisee muuntimen, vaikka sille ei ole vaaraa. Liian hidas suojaus kestää vääriä hälytyksiä, mutta ei todennäköisesti suojaa laitetta. Optimaalisen suojan suunnittelu vaatii paljon vaivaa.

Edellä mainitun yhteydessä klassinen suurtaajuusmuuttaja ei aivan täytä nykyaikaisia ​​tehonmuuntotekniikan vaatimuksia. On löydettävä uusia tapoja rakentaa näitä laitteita.

Viime aikoina insinöörit ovat kiinnittäneet huomiota resonanssimuuntimiin laitteina, joilla on suuret mahdollisuudet. Resonanssimuuntimissa dynaamiset häviöt ovat olennaisesti pienemmät, ne aiheuttavat paljon vähemmän häiriöitä, koska kytkentä ei tapahdu suorilla reunoilla, joissa on runsaasti harmonisia, vaan tasaisella signaalimuodolla, joka on lähellä sinimuotoista. Resonanssimuuntimet ovat luotettavampia, ne eivät vaadi nopeaa suojausta kuorman oikosulkuja (oikosulkuja) vastaan, koska oikosulkuvirta on luonnollisesti rajoitettu. Totta, virran sinimuotoisesta muodosta johtuen tehoelementtien staattiset häviöt kasvavat jonkin verran, mutta koska resonanssimuuntimet eivät ole niin vaativia tehoelementtien kytkentädynamiikalle, voidaan käyttää standardiluokan IGBT-transistoreja, joiden kyllästysjännite on pienempi. kuin warp-speed IGBT -transistoreilla. Voit myös ajatella SIT-transistoreja ja jopa bipolaarisia, vaikka sivuston kirjoittajan mielestä on parempi olla muistamatta jälkimmäistä tässä yhteydessä.

Tehopiirin rakentamisen kannalta resonanssimuuntimet ovat yksinkertaisia ​​ja luotettavia. Toistaiseksi ne eivät kuitenkaan ole kyenneet korvaamaan perinteisiä puolisilta- ja täyssiltamuuntimia lähtöjännitteen säätelyyn liittyvien perustavanlaatuisten ongelmien vuoksi. Perinteiset muuntimet käyttävät pulssinleveysmodulaatioon (PWM) perustuvaa ohjausperiaatetta, eikä tässä ole vaikeuksia. Resonanssimuuntimissa PWM:n ja muiden erikoismenetelmien käyttö (esim. taajuuden säätö kytkentätaajuutta muuttamalla) johtaa dynaamisten häviöiden lisääntymiseen, jotka joissain tapauksissa tulevat vertailukelpoisiksi tai jopa ylittävät klassisten muuntimien häviöt. Muotoilupiirien käyttö on perusteltua rajoitetulla taajuusalueella ja erittäin pienellä säätösyvyydellä. On olemassa hieman tehokkaampi menetelmä, joka perustuu kytkentätaajuuden merkittävään pienenemiseen, mikä johtaa keskimääräisen kuormitusvirran ja siten lähtötehon pienenemiseen. Mutta tätä taajuuden säätömenetelmää voidaan kutsua myös kompromissiksi, eikä se siksi täytä riittävästi nykyajan vaatimuksia.

Ja kuitenkin, resonanssimuuntimet osoittautuivat niin houkutteleviksi, että keksittiin useita muita tapoja lisätä niiden tehokkuutta ja säätelyn syvyyttä. Valitettavasti nämä ideat osoittautuivat myös riittämättömiksi. Ulostuloon asennetun ylimääräisen pulssisäätimen käyttö johtaa tarpeeseen käyttää toista muunnoslinkkiä, mikä vähentää tehokkuutta. Suunnittelu muuntajan kytkentäkierroksilla monimutkaistaa jälleen merkittävästi muuntajaa, lisää sen kustannuksia ja tekee sen käytöstä kuluttajaalueilla mahdotonta.

Edellä esitetystä voidaan päätellä, että suurin ongelma, joka estää resonanssimuuntimien laajan käytön, on tehokkaan menetelmän luominen lähtöjännitteen syväsäätöön. Mikäli tämä ongelma ratkeaa, tehoelektroniikan laitteiden ominaisuuksia voidaan merkittävästi parantaa ja niiden levittämistä edelleen jo kehitetyille ja uusille muuntajateknologian sovellusalueille.

Elkonin asiantuntijat ovat edistyneet merkittävästi ohjausmenetelmien tutkimuksessa vähentämällä kytkentätaajuutta. Tämä menetelmä otettiin perustaksi, koska se säilyttää resonanssipiirin pääedun - kytkentäkytkennän nollavirralla. Perinteisessä resonanssimuuntimessa tapahtuvien prosessien tutkiminen mahdollisti sen piirin jalostamisen ja tehokkaamman ohjausmekanismin löytämisen laajalla kuormitusalueella ja hyväksyttävällä taajuusalueella, mikä muodosti perustan kansainväliselle patentille. Lisäksi oli mahdollista saavuttaa sama tehotransistorin virtojen amplitudi sekä nimelliskuormatilassa että oikosulkutilassa, tehotransistorien läpi kulkevien virtojen puuttuminen jopa suurimmalla kytkentätaajuudella ja "pehmeä" kuormitusominaisuus ( paljon parempi kuin perinteinen resonanssimuunnin).

Modernisoidun resonanssimuuntimen täydellinen piiri on Elconin osaamisen kohteena, mutta jotta lukija ymmärtäisi, mikä on parannus, alla on tietoa patentista "Method for control resonant DC jännitteen muunnos".

Keksintö on tarkoitettu tehokkaiden, halpojen ja tehokkaiden säädettävien suurtaajuisten transistoriresonanssijännitemuuntajien toteuttamiseen erilaisiin sovelluksiin. Näitä voivat olla hitsausmuuntimet, induktiolämmityslaitteistot, radiolähetinlaitteet ja paljon muuta.

Säädettävästä resonanssijännitemuuntimesta on julkaistu prototyyppi. Prototyypissä: luodaan värähtely omalla jaksollaan To ja tehokytkimien kytkentäjaksolla Tk; Kapasitiivisia ja induktiivisia energian varastointilaitteita käytetään vakiojännitelähteen kulutuksella ja osan energian siirtämisellä kuormaan tasasuuntaajan avulla; Jännitteensäätö tapahtuu resonanssista irrottautumisesta luonnollisen värähtelyjakson To kanssa kytkentätaajuudella Tk, lähellä To.

Kuten edellä mainittiin, virittäminen johtaa merkittävästi dynaamisten häviöiden lisääntymiseen ja yleensä heikentää muuntimen luotettavuutta, koska viritys menettää resonanssimuuntimen pääedun - kytkennän nollavirroilla. Kaikki tämä johtaa siihen, että menetelmää suositellaan käytettäväksi vain pienitehoisissa muuntimissa.

Teoksessa on julkaistu lähempi prototyyppi. Tämä prototyyppi luo myös värähtelyn omalla jaksollaan To ja näppäinten kytkentäjaksolla Tk, mutta Tk>To; Kapasitiivisia ja induktiivisia energian varastointilaitteita käytetään vakiojännitelähteen kulutuksella ja osan energian siirtämisellä kuormaan tasasuuntaajan avulla; lähtöjännitettä säädetään muuttamalla kytkentäjaksoa Tk. Tässä kuitenkin kapasitiivisen varaston ylimääräinen energia palautetaan takaisin teholähteeseen johtuen kapasitiivisen varaston purkamisesta kuorman kautta, ja tehokytkimien virtapulssien etuosaa rajoitetaan käyttämällä lisäinduktiivista tallennusta. Tämä menetelmä säilyttää resonanssimuuntimen pääedun - kyvyn kytkeä virtakytkimiä nollavirroilla.

Valitettavasti tällä prototyypillä on myös useita puutteita. Yksi perustavanlaatuisista haitoista on kytkinten virran kasvu, jos kuormapiirissä esiintyy ylikuormituksia tai oikosulkuja nimellis- tai maksimitaajuudella. Koska tässä tapauksessa induktiiviset elementit varastoivat suuren määrän energiaa, se ei ehdi palata kokonaan teholähteeseen lyhyessä ajassa (Tk-To)/2. Toinen haittapuoli on virran pakkokatkos kytkimien läpi huolimatta siitä, että kommutointireuna on asetettu. Tässä on tarve avainelementtien monimutkaiselle suojaukselle, mikä kaventaa jännitteen säätelyn yleistä aluetta, mikä johtaa muuntimen käyttöalueen kaventumiseen.

Laite, jolla tämä menetelmä voidaan toteuttaa, on perinteinen resonanssipuolisiltamuunnin, jossa on kapasitiivinen jännitteenjakaja (kapasitiivinen tallennus) ja induktiivinen muisti, joka on kytketty kuormalla puolisiltatransistoritelineen ja kapasitiivisen jakajan keskiliittimen välillä. . Kunkin avainelementin haaroihin tai piireihin sisältyy ylimääräisiä induktiivisia akkuja.

Elconin ehdottama laite ratkaisee laajan kuormitusjännitteen säädön tarjoamisen ongelman ja laajentaa siten käyttöaluetta. Uudessa menetelmässä löytyy joitain analogioita prototyyppien kanssa ja: syntyy värähtelyjä luonnollisella jaksolla To ja kytkentäjaksolla Tk, kun Tk>To, käytetään myös kapasitiivista ja induktiivista tallennuslaitetta kulutuksella vakiojännitelähteestä ja osa energiasta siirretään kuormaan tasasuuntaajalla, suoritetaan myös ylimääräisen energian palautus kapasitiivisesta tallennuslaitteesta takaisin lähteeseen, jännitteen säätö tapahtuu muuttamalla Tk. Menetelmän uutuus on siinä, että samanaikaisesti ensimmäisten värähtelyjen kanssa luodaan toisia värähtelyjä omalla jaksollaan To ja kytkentäjaksolla Tk käyttämällä samaa kapasitiivista varastointia ja toista induktiivista varastointia kuluttamalla energiaa kapasitiivisesta varastosta ja siirtäen energiaa. kuormaan tasasuuntaajan kanssa.

Ehdotetun menetelmän pääominaisuus on ensimmäisen ja toisen värähtelyn virtojen samanaikainen virtaus avainelementtien läpi siten, että niiden läpi kulkeva kokonaisvirta ei kärsi katkosta, mikä mahdollistaa induktiivisten tallennuslaitteiden energian palauttamisen maksimitaajuudella myös oikosulun sattuessa. Samalla avainelementtien virran amplitudi pysyy nimellisarvojen tasolla. Tämä menetelmä "toimii" koko kytkentäjaksojen Tk alueella, mikä ratkaisee onnistuneesti resonanssimuuntimen ongelman.

Kuvassa näkyvä laite Kuvio 1, sisältää ohjatun isäntäpulssigeneraattorin (1), jonka lähdöt on kytketty transistorien (2) ja (3) portteihin muodostaen puolisiltatelineen (puolisiltavarren). Transistorien (2) ja (3) yhteinen kytkentäpiste kapasitiivisen muistin (resonanssikondensaattorin) kautta, merkitty (5), on kytketty yhteen muuntaja-tasasuuntaajan kuorman (6) liittimistä. Induktiiviset akut (resonanssikuristimet), jotka on merkitty (7) ja (8), on kytketty sarjaan. Niiden yhteinen liitäntäpiste on kytketty toiseen kuormitusliittimeen (6). Syöttöjännitelähde (9) on kytketty induktorin (7) alaliittimiin ja transistorin (2) emitteriin. Induktorin (8) ylempi liitin on kytketty transistorin (3) kollektoriin.

Päällä Kuva 2 kaaviot, jotka osoittavat tämän resonanssimuuntimen toiminnan. Pääoskillaattori (1) tuottaa parafaasin ohjauspulsseja, jotka on esitetty kohdassa Kuva 2 a-b, kesto To/2 ja säädettävä kytkentäjakso Tk, mikä puolestaan ​​avaa transistorit (2) ja (3). Muuntimen vakaan tilan toimintatilassa transistoriin (2) kohdistetaan hetkellä t1 ohjauspulssi, jonka läpi alkaa virrata sinimuotoinen virtapulssi I1, joka näkyy Kuvio 2c, - niin sanotut "ensimmäiset värähtelyt". Samanaikaisesti virta I2 jatkaa virtaamista transistorin (3) vastakkaisen (vastakkaisen) diodin (4) läpi - "toiset värähtelyt".

kuva 3 Piirin ensimmäinen jakso

Päällä Kuva 3 piirin toiminnan ensimmäinen jakso näytetään, mikä kuvastaa sen käyttäytymistä välillä (t1…t2). Resonanssikondensaattori (5) jännitteellä U5, jonka käyrä on esitetty kohdassa Kuva 2 d., ladataan muuntaja-tasasuuntaajakuorman (6) kautta, joka sisältää muuntajan (6.1), tasasuuntaajan (6.2) ja itse kuorman (6.3). Ensimmäinen resonanssikuristin (7) varastoi energiaa. Samalla resonanssikondensaattori (5) puretaan toisen resonanssikuristimen (8) kautta jännitteellä U8, jonka käyrä on esitetty Kuva 2 d. Induktori (8) varastoi energiaa kaaviossa esitetyn napaisuuden mukaisesti.

kuva 4 Piirin toinen sykli

Päällä Kuva 4 piirin toiminnan toinen jakso näytetään, mikä kuvastaa sen käyttäytymistä välillä (t2…t3). Resonanssikondensaattorin (5) lataaminen jatkuu muuntaja-tasasuuntaajan kuorman (6) ja ensimmäisen resonanssikuristimen (7) kautta. Myös resonanssikondensaattori (5) ladataan uudelleen toisen resonanssikuristimen (8) kautta, joka jo vapauttaa energiaa määritellyn napaisuuden mukaisesti.

Kuva 5 Piirin kolmas sykli

Päällä Kuva 5 piirin toiminnan kolmas jakso näytetään, mikä kuvastaa sen käyttäytymistä välillä (t3…t4). Resonanssikondensaattori (5) jatkaa latausta muuntaja-tasasuuntaajan kuorman (6) ja ensimmäisen resonanssikuristimen (7) kautta kaaviossa esitetyllä jännitteellä U7 Kuva 2 e. Samanaikaisesti resonanssikondensaattori (5) on jo ladattu toisesta resonanssikelasta (8), joka jatkaa energian vapauttamista määritellyn napaisuuden mukaisesti.

Kuva 6 Piirin neljäs jakso

Päällä Kuva 6 piirin toiminnan neljäs jakso näytetään, mikä heijastaa sen käyttäytymistä välillä (t4…t5). Resonanssikondensaattori (5) jatkaa latausta muuntaja-tasasuuntaajakuorman (6) ja ensimmäisen resonanssikelan (7) kautta, joka vapauttaa jo energiaa kuvassa esitetyn napaisuuden mukaisesti. Samanaikaisesti resonanssikondensaattorin (5) lataus jatkuu toisella resonanssikelalla (8).

Päällä Kuva 8 piirin kuudes kellojakso näytetään, mikä heijastaa sen käyttäytymistä välillä (t6...t7). Resonanssikondensaattori (5) siirtää jo energiaa muuntaja-tasasuuntaajakuorman (6) ja ensimmäisen resonanssikelan (7) kautta teholähteeseen (9). Virta I1 muuttaa suuntaa.

kuva 9 Piirin seitsemäs jakso

Päällä Kuva 9 piirin seitsemäs kellojakso näytetään, mikä heijastaa sen käyttäytymistä välillä (t7...t8). Ohjauspulssi syötetään transistoriin (3) ja sinimuotoinen virtapulssi I2 alkaa virrata Kuvio 2c, tämän transistorin kautta ("toinen oskillaatio"). Virta I1 jatkaa myös transistorin (2) antirinnakkaisdiodin (10) läpi - "ensimmäinen värähtely". Resonanssikondensaattori (5) syöttää energiaa muuntaja-tasasuuntaajakuorman (6) ja ensimmäisen resonanssikelan (7) kautta syöttöjännitelähteeseen (9) ja toiseen resonanssikelaan (8).

Päällä Kuva 11 piirin toiminnan yhdeksäs jakso näytetään, mikä heijastaa sen käyttäytymistä välillä (t9…t10). Kaikki tallennuslaitteet luopuvat energiastaan.

Päällä Kuva 13 piirin toiminnan viimeinen jakso näytetään, mikä heijastaa sen käyttäytymistä välillä (t11…t1). Resonanssikondensaattori (5) puretaan, sitten prosessit toistetaan.

Huomaa: aikavälillä t6-t7 energia palautetaan lähteeseen, koska virta I1 muuttaa suuntaaan. Virran I1 negatiivinen amplitudi määräytyy muuntimen kuorman mukaan. Tämä tosiasia määrittää menetelmän lisäedut - virran amplitudi kytkimien läpi ei kasva ennen kuin kuormassa tapahtuu oikosulku. Myös läpivirtausongelma puuttuu kokonaan, mikä yksinkertaistaa ja tekee transistorien ohjauksesta luotettavan. Myös oikosulkutilan estämiseen liittyvien nopeiden suojausten luomisen ongelma häviää.

Tämä idea oli perusta prototyypeille sekä Elconin tällä hetkellä valmistamille sarjatuotteille. Esimerkiksi maanalaisten putkien katodisuojausasemaan suunniteltu 1,8 kW:n jännitemuunnin saa virtaa yksivaiheisesta 220 V 50 Hz vaihtovirtaverkosta. Siinä käytetään ultranopeita IGBT-tyyppisiä IGBT-transistoreja, joissa on sisäänrakennettu vastadiodi, resonanssikondensaattorin (5) kapasitanssi on 0,15 μF, resonanssikuristimien (7) ja (8) induktanssi on kummankin 25 μH. Luonnollinen värähtelyjakso To on 12 μs, muuntajan muunnossuhde (6.1) on 0,5, mikä määrittää nimelliskuormitusalueen (0,8…2,0) ohmia. Kytkentäjakson Tk minimiarvolla, joka on 13 μs (kytkentätaajuudella fk 77 kHz) ja kuormalla 1 ohm, virtojen I1 ja I2 amplitudit ovat vastaavasti plus 29 A ja miinus 7 A 0,5 ohmin kuormalla virtojen I1 ja I2 amplitudit olivat vastaavasti plus 29 A ja miinus 14 A. Oikosulun tapauksessa nämä arvot ovat plus 29 A ja miinus 21 A, keskiarvo virta kuorman läpi on 50 A, eli oikosulkuvirran rajoittamisen vaikutus ilmenee.

Päällä Kuva 14 näyttää muuntimen säätöominaisuuksien perheen. On tärkeää huomata, että koko kytkentätaajuusalueella kytkentäpulsseja käytetään nollavirralla. Nämä tulokset saatiin OrCAD 9.1 -piirimallinnusjärjestelmässä ja testattiin sitten täysimittaisella prototyypillä.

Vertailun vuoksi, päälle Kuva 15 Esitetään teholtaan samanlaisen klassisen resonanssimuuntimen säätöominaisuuksien perhe. Pienin kytkentäjakso Tk kasvaa läpivirtausvirtojen esiintymisen vuoksi ja on 14 μs (kytkentätaajuudella fk 72 kHz). Tälle nimellistaajuudelle suoritetaan nollavirran kytkentätila. Kun kuormitusvastus on 1 ohm, kuormitusvirran amplitudi on 30A; 0,5 ohmin resistanssilla amplitudi on jo 58A. Oikosulun sattuessa transistoreiden läpi kulkevan virran amplitudi tulee yli 100 A, eikä tehotransistoreiden kytkentä enää tapahdu nollavirroilla ja keskimääräinen kuormitusvirta tulee yli 180 A. Näin ollen, kuten todettiin, aikaisemmin tarvitaan nopea oikosulkusuojaus onnettomuuden välttämiseksi.

Ohjausosa “A” (ohuet viivat) kuvaa kytkentätilaa, joka ei ole nollavirralla. Käytännön kiinnostava on säätöosa "B", kun kytkentätaajuus on kaksi tai useampia pienempi kuin nimellistaajuus. Voidaan todeta, että klassisen muuntimen säätösyvyys tällä tavalla on huomattavasti pienempi kuin Elkon-muuntimessa, ja tarve toimia pienemmällä kytkentätaajuudella huonontaa klassisen muuntimen ominaisenergiatehokkuutta. Ehdotetulla Elkon-muuntimella on käytännössä hyväksyttävät ohjausominaisuudet ja valikoima kytkentätaajuuden muutoksia.

Pehmeän kuorman ominaisuuden huomioon ottaen on mahdollista säätää lähtöjännitettä kiinteällä taajuudella kahden rinnakkain vaihtojännitteellä kytketyn muuntimen vaihesäädön ansiosta. Tätä vaihtoehtoa testattiin 1,2 kW:n prototyypillä. Lähtöjännite vaihtelee nollasta maksimiin.

Saadut tulokset viittaavat siihen, että uutta resonanssimuunnosmenetelmää käyttävät jännitemuuntimet löytävät laajemman sovelluksen kaikilla tavanomaisten PWM-säädettyjen muuntajien käyttöalueilla kymmenille kW tai enemmän.

Ja nyt - vähän sarjatuotteista. Elkon-yritys valmistaa:
- katodisuojausasemat, joiden teho on 0,6, 1,5, 3,0 ja 5,0 kW ja joiden hyötysuhde nimellistilassa ei ole huonompi kuin 93%;
- lähteet manuaaliseen kaarihitsaukseen teholla 5,0 ja 8,0 kW, jotka saavat virran 220 voltin 50 Hz verkosta;
- manuaalisen kaarihitsauksen lähteet, joiden teho on 12 kW, joka saa virtansa 380 voltin 50 Hz kolmivaiheisesta verkosta;
- 7,0 kW tehon taontaaihioiden lämmittämiseen käytettävät lähteet 220 voltin 50 Hz verkosta;
- muuntimet suurjänniteaurinkoparistolle, jonka teho on 5,0 kW, tulojännitteellä 200 - 650 V ja lähtöjännitteellä 400 V; Moduloimalla muuntimen lähtöjännitettä sinimuotoisen lain mukaan taajuudella 100 Hz ja sen jälkeen puoliaaltojen jakautumista, sähkö siirtyy aurinkoakusta 220 voltin 50 Hz verkkoon.
Yrityksen työntekijät toivovat, että tämä idea inspiroi myös kokeneita radioamatööreita, jotka ovat mukana hitsauslaitteiden suunnittelussa.

KIRJALLISUUS
Meshcheryakov V.M. Tehoelektroniikka on tehokas tapa ratkaista alueellisen ohjelman "Energia ja resurssien säästö" ongelmat // Sähkötekniikka. 1996. 12.s.1.
Korkeataajuiset transistorimuuntimet./E.M.Romash, Yu.I.Drabovich, N.N.Yurchenko, P.N.Shevchenko - M.: Radio ja viestintä, 1988.-288s.
Goncharov A. Yu. Sarjavalmisteiset transistoritehomuuntimet // Elektroniikka: tiede, teknologia, liiketoiminta. 1998. 2.s.50.
Kovalev F.I., Florentsev S.N. Tehoelektroniikka: eilen, tänään, huomenna // Sähkötekniikka. 1997. 11.s.2.
Dmitrikov V.F. ja muut. Uudet erittäin tehokkaat kotimaiset virtalähteet muuntajattomalla tulolla // http//:www.add.ru/r/konkurs/st.18.html
Patanov D.A. Yleiset ongelmat kytkentähäviöiden vähentämisessä jänniteinverttereissä // http://www.add.ru/r/konkurs/avtst8.html
Zhdankin V.K. Zicon Electronicsin tehoelektroniikkalaitteet // Nykyaikaiset automaatiotekniikat. 2001.N1.s.6.
Belov G.A. Korkeataajuiset tyristori-transistori DC-jännitemuuntimet. -M.: Energoatomizdat, 1987.-120 s.
Patentti PCT, W094/14230, 06.23.94, H02M 3/335.
Patentti PCT/MD 03/00001. 16.5.2002, H02M3/337 Mitä he kirjoittavat