In questo articolo parleremo dell'alimentatore switching risonante LLC (SMPS), per UMZCH basato sul controller IRS27952 (noto anche come IRS27951), e verrà descritto in dettaglio anche un metodo semplificato per il calcolo di tutti gli elementi per questo alimentatore switching. Vorrei attirare immediatamente la vostra attenzione sul fatto che il processo di calcolo e realizzazione di un SMPS risonante è molto complesso e non tutti possono affrontarlo, quindi non è consigliabile che i radioamatori inesperti intraprendano la costruzione di questo alimentatore; valutare correttamente i tuoi punti di forza. Naturalmente, per realizzare una tale fonte di alimentazione, è necessario disporre di un oscilloscopio e di un dispositivo che consenta di misurare capacità e induttanza (misuratore LC). Il metodo di calcolo descritto nell'articolo è semplificato; non tiene conto di tutte le sfumature e le sottigliezze, ma è sufficiente per costruire un alimentatore a commutazione risonante realizzabile. L'articolo non conterrà una descrizione dettagliata del principio di funzionamento dei convertitori di impulsi risonanti; l'enfasi principale sarà posta sulla descrizione del processo di calcolo e produzione di un SMPS risonante;

Quali sono i vantaggi di un SMPS risonante rispetto ad un “generatore di impulsi classico”? I vantaggi della modalità risonante sono basse perdite e interferenze elettromagnetiche (che sono molto più facili da controllare e filtrare), minori perdite di recupero dei diodi raddrizzatori, meno carico su tutti gli elementi dell'alimentatore, il che conferisce maggiore affidabilità e durata rispetto al "classico" SMPS”, la capacità di lavorare a frequenze molto più elevate senza sacrificare efficienza, affidabilità o costi. E il vantaggio più importante: il risonatore è di moda: D

• Potenza in uscita (stimata) = 250 W
• Potenza in uscita (massima testata) = 276W
• Voltaggio in uscita (intervallo da 0 W a 276 W) = +/- 40 V (+/-0,1 V)
• Efficienza (con potenza di uscita di 276 W) = 92%

Oscillogrammi della forma corrente attraverso l'avvolgimento primario del trasformatore risonante (a diversi valori di potenza di uscita):

L'SMPS descritto è dotato di avvio graduale, protezione contro i cortocircuiti nel carico e stabilizzazione della tensione di uscita, che mantiene con precisione la tensione di uscita del convertitore allo stesso livello nell'intero intervallo di potenze di uscita. Quando si opera con una potenza di uscita fino a 200 W, non si verifica alcun riscaldamento evidente di nessuno degli elementi dell'alimentatore. Gli interruttori di alimentazione non erano installati sul radiatore. Con una potenza di uscita di 276 W gli interruttori si riscaldano in modo appena percettibile, ma l'avvolgimento primario del trasformatore inizia già a riscaldarsi in modo evidente. La protezione da cortocircuito funziona correttamente. Quando l'uscita del convertitore è in cortocircuito, la generazione si interrompe, l'alimentatore entra in modalità di sospensione e vi rimane fino all'eliminazione del cortocircuito. Dopo aver eliminato il cortocircuito, dopo un certo tempo, l'alimentatore si riavvia e continua a funzionare in modalità normale.

Schema elettrico di un alimentatore switching risonante basato su IRS27952:

Non descriverò nel dettaglio il principio di funzionamento del circuito; mi soffermerò solo su alcuni punti. L'avvio iniziale del convertitore avviene tramite una catena di resistori R16, R10, R7 e R6. Ulteriore alimentazione al controllore è fornita dal circuito di autoalimentazione (R14, C8, VD4, VD7). Il diodo Zener VD2 mantiene la tensione di alimentazione del controller allo stesso livello - 16V. Vorrei attirare la vostra attenzione sul fatto che l'IRS27952, a differenza ad esempio dell'IR2153 e dell'IR2161, non ha un diodo zener incorporato, quindi l'uso di un diodo zener esterno è strettamente necessario, altrimenti il ​​controller è garantito fallire. I condensatori C3 e C5 attenuano l'ondulazione ed eliminano il rumore nel circuito di alimentazione IRS27952. Le catene di resistori R1, R2, R3 e R5, R9, R15 sono progettate per scaricare i condensatori dopo aver spento l'alimentazione di rete al convertitore. Particolare attenzione dovrebbe essere prestata ai seguenti elementi: Rfmin, Rfmax, Rfss, Ct, Css: questi sono gli elementi di impostazione della frequenza e del tempo del convertitore, i loro valori devono essere calcolati per i vostri compiti specifici, questo sarà discusso ulteriormente. Anche i diodi Zener VD10 e VD13 sono selezionati per la tensione di uscita necessaria: la tensione di stabilizzazione totale di due diodi Zener dovrebbe essere uguale al valore calcolato della tensione di uscita di un braccio, in questo caso, per ottenere una tensione di uscita di +/ -40 V, vengono utilizzati due diodi zener da 20 V. Forse questo è tutto ciò che si può dire sul circuito, fondamentalmente differisce poco da qualsiasi circuito convertitore di impulsi realizzato sui controller della International Rectifier (ora Infineon); E' ora di passare ai calcoli.

Calcolo di un circuito risonante. Per calcolare abbiamo bisogno di un programma SMPS risonante dal pacchetto, scritto da Old Man. Dirò subito che il metodo di calcolo descritto di seguito è semplificato e un occhio esperto potrà trovare in esso alcune omissioni, questo è stato fatto intenzionalmente per semplificare il più possibile il calcolo, in modo che il numero massimo di inesperti possa farlo; i radioamatori possono ripetere questo SMPS risonante. E quindi, apri il programma e inserisci i dati iniziali:

Nella prima fase inseriamo tutti i dati iniziali come nello screenshot qui sopra (li correggeremo in seguito). Tutto ciò che devi scegliere è la tensione di uscita. Nella casella accanto a "Tensione nominale, V", inserisci la tensione necessaria. Ad esempio, se è necessaria una tensione di uscita bipolare +/-40 V, immettere 80 V (80 V=40 V+40 V). Ripeto: è necessario selezionare i valori dei diodi zener VD10 e VD13, in modo che la loro tensione di stabilizzazione totale sia approssimativamente uguale alla tensione di uscita SMPS necessaria (la tensione di un braccio). Cioè, se hai bisogno di una tensione di uscita di +/-40 V, allora devi usare due diodi zener da 20 V, se hai bisogno, ad esempio, di +/- 35 V, allora un diodo zener VD10 da 30 V e un diodo zener VD13 da 5,1 V. Calcoliamo la corrente nominale dalla potenza di uscita richiesta dell'alimentatore e della tensione. Diciamo che vogliamo ottenere un SMPS con una potenza di uscita di 200 W, il che significa che dobbiamo dividere i 200 W desiderati per la tensione nominale, nel nostro caso 200 W/80 V, e otteniamo la corrente nominale = 2,5 A: inseriamo questo valore nell'apposita finestra del programma. Indichiamo la caduta diretta sui diodi a 1V. Se conosci il valore esatto della caduta di tensione ai capi del diodo, indicalo, ma in ogni caso puoi indicare che la caduta diretta ai capi dei diodi è pari a un volt, ciò non avrà quasi alcun effetto sulla precisione del calcolo; , molto meno sulle prestazioni. Quindi, seleziona il tipo di raddrizzamento: ponte. E inserisci i diametri desiderati dei fili con cui avvolgerai il trasformatore. Il diametro del filo non deve essere superiore a 0,5 mm, è preferibile utilizzare un filo più sottile e avvolgerlo in più fili. Successivamente, seleziona il core appropriato:

Io ho utilizzato un nucleo ETD29 e quindi l'ingombro sulla scheda è fatto per questo tipo e dimensione del nucleo per qualsiasi altro nucleo il circuito stampato dovrà essere adeguato; E devi scegliere un nucleo in modo che corrisponda alla potenza complessiva e che l'intero avvolgimento si adatti al suo telaio. Dopo aver selezionato il nucleo, fai clic sul pulsante “Calcola” e guarda cosa abbiamo ottenuto:

Bisogna subito impostare il valore minimo possibile del traferro non magnetico, pari a quello suggerito dal programma (nel mio caso, 0,67 mm) e premere nuovamente il pulsante “calcola”. Successivamente, esaminiamo solo una linea: questa è la "capacità del condensatore risonante". Per semplificarti la vita e non sprecare tempo e fatica nella selezione di una capacità non standard da diversi condensatori collegati in serie in parallelo, modifichiamo il valore della frequenza di risonanza nella finestra del programma corrispondente, in modo che la capacità del condensatore risonante è uguale a un valore di capacità standard. Nel mio caso, la capacità del condensatore risonante si è rivelata 28nF, il valore standard più vicino è 33nF e ci impegneremo per raggiungere questo valore.

Quando si manipola la frequenza di risonanza, il valore del gap dovrebbe essere sempre impostato al minimo o molto vicino al valore minimo suggerito dal programma. Consiglio di scegliere una frequenza di risonanza nell'intervallo 85-150 kHz. Nel mio caso, la frequenza di risonanza corrispondente alla capacità di risonanza "conveniente" si è rivelata 90 kHz. Tutti i numeri più importanti che devi ricordare, annotare, fare screenshot, che saranno necessari in futuro:

Avrai bisogno dei valori nei rettangoli rossi durante l'avvolgimento del trasformatore. Vorrei attirare la vostra attenzione sul fatto che il numero di giri dell'avvolgimento secondario corrisponde al valore della tensione di uscita inserito - 80 V. Se vogliamo ottenere un alimentatore con tensione di uscita bipolare di +/-40V, dobbiamo avvolgere non uno, ma due avvolgimenti secondari, in questo caso due avvolgimenti da 12-13 spire ciascuno (dividiamo le 25 spire risultanti per due). Per ulteriori calcoli, dobbiamo guardare le caratteristiche di trasferimento (per fare ciò, fare clic sul pulsante corrispondente nell'angolo in alto a sinistra della finestra del programma):

Ricordiamo i valori di Fmin e Fmax. Per noi sono uguali: Fmin=54kHz, Fmax=87kHz. Avremo bisogno di questi valori per ulteriori calcoli.

Calcolo dei rating di assetto IRS27952. Alla fine di questo articolo è necessario scaricare il file NominaliObvyazki.xlsx. Per aprirlo avrai bisogno di Microsoft Excel. Apriamo il file e vediamo quanto segue:

Non resta che inserire i nostri Fmin e Fmax ottenuti sopra ed ottenere tutti i rating dell'assetto IRS27952. L'unica cosa che dobbiamo selezionare è la capacità dei condensatori Ct, che imposta il valore del tempo morto. Fortunatamente questo richiederebbe un calcolo piuttosto complesso, che va effettuato in base ai parametri degli interruttori utilizzati, ma poiché il nostro calcolo è semplificato, consiglio semplicemente di utilizzare condensatori Ct, un condensatore con capacità di 390-470pF. Questa capacità ed il corrispondente tempo morto saranno sufficienti per evitare di entrare in modalità hard switching quando si utilizzano le chiavi più diffuse, come IRF740, STP10NK60, STF13NM60 e quelle indicate nel circuito 2SK3568. La durata ottimale del soft start è 0,1 sec, è possibile impostare una durata maggiore fino a 0,3 sec, non ha più senso (con la capacità di uscita dei condensatori SMPS fino a 10000 µF). Inseriamo i nostri Fmin e Fmax e otteniamo:

Tutti i valori delle tubazioni (ad eccezione della capacità del condensatore di avviamento graduale) vengono automaticamente arrotondati ai valori standard più vicini. Qui è anche possibile vedere i valori effettivi delle frequenze minime, massime e delle frequenze di soft start, che saranno ottenute con i rating standard delle tubazioni utilizzate. La capacità del condensatore di avviamento graduale è composta da diversi condensatori, SMD ceramici ed elettrolitici, per questo c'è abbastanza spazio sul circuito stampato. A questo punto il calcolo può considerarsi concluso.

Realizzazione di un circuito risonante. Il circuito risonante comprende: un trasformatore risonante, una capacità risonante e un'ulteriore induttanza risonante (se necessario). Conosciamo già il valore nominale della capacità risonante. Il condensatore di risonanza deve essere un condensatore a film, tipo CBB21 o CBB81, è consentito anche CL21 (ma non consigliato). La tensione del condensatore deve essere almeno 630 V, preferibilmente 1000 V. Ciò è dovuto al fatto che la tensione massima consentita sul condensatore dipende dalla frequenza della corrente che attraversa il condensatore non durerà a lungo; E ora la parte più interessante: il trasformatore risonante. Per caricarlo abbiamo tutti i dati iniziali necessari. Come avvolgere? Ci sono diverse opzioni. La prima opzione: avvolgilo come un normale trasformatore: avvolgiamo il primario su tutta la larghezza del telaio, quindi avvolgiamo il secondario su tutta la larghezza del telaio (o viceversa, prima il secondario, poi il primario). La seconda opzione: avvolgere il secondario su tutta la larghezza del telaio e il primario su metà o un terzo della larghezza del telaio (o viceversa: il primario su tutta la larghezza e il secondario su metà o un terzo della larghezza del telaio). la larghezza del telaio). E la terza opzione: utilizzare l'avvolgimento sezionale, quando gli avvolgimenti primari e secondari sono completamente separati. Per fare questo, avrai bisogno di uno speciale telaio sezionato oppure dovrai realizzare tu stesso un telaio del genere, dividendo il telaio con una partizione di plastica.

Perché è questo e cosa dà? La prima opzione è la più semplice, ma fornisce un'induttanza di dispersione minima. La seconda opzione è molto scomoda da avvolgere e fornisce un'induttanza di dispersione media. La terza opzione fornisce il valore più alto e prevedibile dell'induttanza di dispersione, inoltre, il metodo più conveniente per l'avvolgimento. Puoi scegliere una qualsiasi delle opzioni. Dopo aver deciso l'opzione di avvolgimento e aver avvolto il numero richiesto di spire degli avvolgimenti primario e secondario, è necessario modificare l'induttanza di dispersione risultante dell'avvolgimento primario del trasformatore risultante. Per fare ciò, è necessario assemblare un trasformatore. In questa fase, non è necessario incollare parti del nucleo e introdurre uno spazio (l'induttanza di dispersione non dipende dalla dimensione dello spazio, dalla sua presenza o assenza), è sufficiente serrare temporaneamente il nucleo con del nastro isolante. È necessario, utilizzando la saldatura, cortocircuitare in modo affidabile tutti i terminali dell'avvolgimento secondario tra loro e misurare l'induttanza dell'avvolgimento primario. Il valore di induttanza risultante sarà l'induttanza di dispersione dell'avvolgimento primario del trasformatore. Supponiamo che tu abbia un'induttanza di dispersione di 50 μH. Confrontiamo il valore risultante con il valore calcolato di Lr, che hai calcolato sopra:

Non ha funzionato! Abbiamo bisogno di 94 µH, ma ne abbiamo 50. Cosa fare? L'importante è non farsi prendere dal panico! Questo succede, ti succederà sicuramente, ed è assolutamente normale. Un'ulteriore strozzatura risonante ci aiuterà a eliminare questa discrepanza. Ma, se non l'hai dimenticato, poco sopra ho scritto di tre opzioni per avvolgere un trasformatore?! Quindi, il primo metodo fornisce l'induttanza di dispersione più bassa e, utilizzandolo, avrai sicuramente bisogno di un induttore aggiuntivo. La seconda opzione fornisce un'induttanza di dispersione media e molto probabilmente avrai ancora bisogno di un'induttanza, ma non con un'induttanza così grande come quando usi la prima opzione. Ma nel caso di utilizzo della terza opzione, è possibile ottenere immediatamente l'induttanza di dissipazione necessaria dell'avvolgimento primario del trasformatore, senza utilizzare un'ulteriore induttanza risonante. L'induttanza di dispersione richiesta, con l'opzione del terzo avvolgimento, si ottiene dalla scelta corretta del rapporto tra la larghezza dell'avvolgimento degli avvolgimenti primario e secondario. È anche possibile che tu sia fortunato e che tu possa indovinare la larghezza dell'avvolgimento del primario e del secondario, e ottenere immediatamente l'induttanza di dispersione desiderata (come è successo con me). Ma se sei sfortunato e l'induttanza di dispersione misurata e il valore calcolato richiesto non corrispondono, devi utilizzare un'induttanza risonante aggiuntiva. L'induttanza dell'induttore dovrebbe essere uguale a: il valore calcolato di Lr meno il valore reale risultante dell'induttanza di dispersione dell'avvolgimento primario. Nel nostro caso: 94 µH-50 µH = 44 µH - questo è esattamente quello che dovrebbe essere l'induttanza dell'induttanza risonante aggiuntiva, che è mostrata come Lr nel diagramma e sulla scheda. Cosa usare? È meglio avvolgere su un anello fatto di materiale -2 o -14; tali anelli assomigliano a questo:

Per avvolgere un'induttanza risonante è possibile utilizzare anche degli anelli di ferrite (verde o blu), ma sempre con uno spazio vuoto. La dimensione del divario viene scelta arbitrariamente. Per gli anelli realizzati con i materiali -2 e -14 non è necessario alcun gioco. È necessario avvolgere l'induttanza risonante con gli stessi fili e lo stesso numero di nuclei dell'avvolgimento primario del trasformatore. Il numero di spire deve essere tale da ottenere il valore di induttanza richiesto, nel nostro caso 44 μH. E quando l'induttore (se necessario) e il trasformatore risonante vengono avvolti, è necessario regolare l'induttanza del suo avvolgimento primario al valore calcolato. Sopra abbiamo già calcolato quale dovrebbe essere l'induttanza totale dell'avvolgimento primario del trasformatore. Se l'induttanza di dispersione reale coincide con il valore calcolato dell'induttanza risonante e non è necessaria un'induttanza risonante aggiuntiva, l'induttanza dell'avvolgimento primario, selezionando la dimensione della fessura nel nucleo del trasformatore, viene regolata sul valore calcolato:

Cioè, è necessario aumentare gradualmente lo spazio tra le parti del nucleo del trasformatore fino a quando l'induttanza misurata dell'avvolgimento primario del trasformatore diventa uguale al nostro valore calcolato: 524 μH. Ma questo solo se non viene utilizzata un'ulteriore strozzatura di risonanza. Se è presente un'induttanza aggiuntiva, l'induttanza di questa induttanza aggiuntiva deve essere sottratta dal valore calcolato dell'induttanza totale dell'avvolgimento primario. Nel nostro caso, risulta 524 µH-44 µH = 480 µH, questo è esattamente ciò che dovrebbe essere l'induttanza dell'avvolgimento primario del nostro trasformatore. L'induttanza dell'avvolgimento primario viene misurata con gli avvolgimenti secondari aperti. Dopo aver raggiunto il valore di induttanza richiesto dell'avvolgimento primario del trasformatore, il trasformatore e l'induttanza risonante possono essere considerati pronti e il calcolo è completato.

Come assicurarsi che tutto abbia funzionato, che l'SMPS risultante sia davvero risonante? È necessario utilizzare un oscilloscopio per osservare la forma della corrente attraverso l'avvolgimento primario del trasformatore. Per fare ciò, se è presente un'ulteriore strozzatura risonante, attorno ad esso viene avvolto un avvolgimento di prova temporaneo di 2-3 giri di filo sottile, caricato su un resistore con una resistenza di 330-750 Ohm e un oscilloscopio è collegato a questo avvolgimento . La forma d'onda corrente dovrebbe essere sinusoidale o quasi sinusoidale (più o meno come mostrato nelle mie forme d'onda sopra). Se non è presente un'induttanza risonante, al suo posto viene temporaneamente installato un trasformatore di corrente. È costituito da un anello di ferrite con un avvolgimento contenente 40-50 spire di filo sottile, caricato con una resistenza da 330-750 Ohm, al quale è collegato un oscilloscopio, e un secondo avvolgimento di una spira, che si collega al posto del risonante soffocamento.

Alcune immagini:

Alla fine dell'articolo vorrei ringraziarvi per i microcircuiti IRS27952 e altri elementi SMD forniti per gli esperimenti!

Grazie per l'attenzione!

Elenco dei radioelementi

Designazione	Tipo	Denominazione	Quantità	Nota	Negozio	Il mio blocco note
	SMPS risonante LLC basato su IRS27952
R6	Resistore	0 ohm	1	SMD1206		Al blocco note
R4, R11, R13	Resistore	4,7 Ohm	3	SMD1206		Al blocco note
R8, R12	Resistore	22 ohm	2	SMD1206		Al blocco note
R17	Resistore	750 Ohm	1	SMD1206		Al blocco note
R18, R19	Resistore	24 kOhm	2	SMD1206		Al blocco note
R1, R2, R3, R5, R9, R15	Resistore	120 kOhm	6	SMD1206		Al blocco note
R7, R10, R16	Resistore	270 kOhm	3	SMD1206		Al blocco note
R14	Resistore	4,7 Ohm	1	Uscita, 0,25 W		Al blocco note
Rfmin	Resistore	*	1	SMD1206		Al blocco note
Rfss	Resistore	*	1	SMD1206		Al blocco note
Rfmax	Resistore	*	1	Uscita, 0,25 W		Al blocco note
C2	Condensatore a film	100 nF	1	CL21, 400 V		Al blocco note
C4, C7	Condensatore a film antirumore	100 nF	2	X2, 275 V		Al blocco note
C8	Condensatore ceramico	1nF	1	630/1000V		Al blocco note
C6, C5	Condensatore ceramico	100 nF	2	SMD1206, 50 V		Al blocco note
C11, C12, C13, C14, C15, C16	Condensatore ceramico	1 µF	6	SMD1206, 50 V		Al blocco note
C3		10 µF	1	25 V		Al blocco note
C1	Condensatore elettrolitico	220 µF	1	400 V

Tecnologia MICOR. Nuova generazione di alimentatori basati sul fenomeno della risonanza

Il metodo, che utilizza la modulazione di larghezza di impulso (PWM), è la risposta alla ricerca di un'alimentazione elettrica regolata quasi perfetta. È noto che in una sorgente pulsata l'interruttore è acceso o spento e il controllo viene effettuato con dissipazione di potenza pari a zero, a differenza di uno stabilizzatore lineare, dove la stabilizzazione avviene a causa della dissipazione di potenza nell'elemento passante. Nelle applicazioni del mondo reale, PWM fornisce un approccio ragionevole alla commutazione senza perdite grazie alla frequenza di commutazione inferiore, ad esempio nell'intervallo 20-40 kHz. Se guardi la situazione dall'altra parte, puoi capire perché questa gamma di frequenze è stata popolare per così tanto tempo.

Sin dagli albori della stabilizzazione PWM, i progettisti hanno cercato di spostarsi verso frequenze più elevate perché potevano ridurre le dimensioni, il peso e il costo del nucleo magnetico e dei condensatori di filtro.

Le frequenze di commutazione elevate offrono anche altri vantaggi. Utilizzando frequenze più elevate, ci si può aspettare una riduzione delle interferenze radio e del rumore elettromagnetico; meno problemi di schermatura, disaccoppiamento, isolamento e limitazione nel circuito. Puoi anche aspettarti una risposta più rapida, nonché un'impedenza di uscita e un ripple inferiori.

L'ostacolo principale all'uso delle frequenze più alte era la difficoltà pratica di creare interruttori veloci e sufficientemente potenti. A causa del fatto che è impossibile ottenere l'accensione e lo spegnimento istantanei dell'interruttore, durante la commutazione è presente tensione e allo stesso tempo la corrente lo attraversa. In altre parole, il processo di commutazione è caratterizzato da oscillazioni trapezoidali anziché quadrate. Ciò a sua volta si traduce in perdite di commutazione che annullano l'efficienza teoricamente elevata di un interruttore ideale che si accende istantaneamente, ha resistenza in conduzione pari a zero e si spegne istantaneamente. Nella fig. 1 confronta PWM e modalità di commutazione nella modalità risonante, che verrà discussa in maggiore dettaglio.

Da quanto sopra, è ovvio che un interruttore ideale non dovrebbe presentare alcuna caduta di tensione mentre è acceso. Tutte queste considerazioni suggeriscono che l'elevata efficienza era un obiettivo irraggiungibile, soprattutto a frequenze di commutazione elevate, fino a quando non furono compiuti progressi nella creazione di dispositivi a semiconduttore di commutazione.

Va inoltre sottolineato che allo stesso tempo era necessario progredire nella realizzazione di altri dispositivi, come diodi, trasformatori e condensatori.

Dobbiamo rendere omaggio ai lavoratori in tutti i settori della tecnologia: la frequenza di commutazione quando si utilizza PWM è stata aumentata a 500 kHz. Tuttavia, a frequenze più elevate, ad esempio 150 kHz, è meglio considerare un metodo diverso. Quindi, arriviamo alla modalità di funzionamento risonante della fonte di alimentazione.

L'alimentatore stabilizzato in modalità risonante rappresenta davvero un grande passo avanti nella tecnologia. Anche se va detto che l'utilizzo dei fenomeni di risonanza negli inverter, convertitori e alimentatori precede l'era dei semiconduttori. Si è scoperto che utilizzando i fenomeni di risonanza spesso era possibile ottenere buoni risultati.

Ad esempio, nei primi televisori, le alte tensioni necessarie per il tubo catodico venivano ottenute utilizzando una fonte di alimentazione a radiofrequenza.

Si trattava di un generatore di onde sinusoidali a tubi sottovuoto operante a una frequenza compresa tra 150 e 300 kHz, in cui si otteneva un aumento della tensione alternata in un trasformatore a radiofrequenza risonante. Pertanto, circuiti simili vengono ancora utilizzati per generare tensioni di almeno diverse centinaia di migliaia di volt per una varietà di scopi industriali e di ricerca. Tensioni più elevate vengono spesso ottenute attraverso l'uso combinato del funzionamento risonante e di un moltiplicatore di tensione a diodi.

È noto da tempo che i circuiti di uscita risonanti dell'inverter stabilizzano il funzionamento dei motori elettrici e delle apparecchiature di saldatura. In genere, una bobina con elevata induttanza veniva collegata alla rottura del filo che porta dalla sorgente di tensione CC all'inverter. In questo caso l'inverter si comporta rispetto al carico come una sorgente di corrente, il che rende più semplice il rispetto della condizione di esistenza di fenomeni di risonanza. In questo caso, è più corretto chiamare quasi risonanti gli inverter a tiristori esistenti: il circuito oscillatorio è periodicamente sottoposto a eccitazione d'urto, ma non si verificano oscillazioni continue. Tra gli impulsi di eccitazione, il circuito oscillatorio rilascia l'energia immagazzinata al carico.

Da quanto sopra è chiaro che l'uso diffuso della modalità operativa risonante è iniziato dopo la creazione di circuiti integrati di controllo specializzati. Questi circuiti integrati hanno liberato i progettisti dai problemi legati ai guasti che inevitabilmente accompagnano il desiderio di utilizzare la modalità risonante a frequenze di diverse centinaia di kilohertz o diversi megahertz, dove le dimensioni ridotte dei componenti possono fornire riduzioni significative in termini di dimensioni, peso e costi.

Nel 2010, i nostri specialisti hanno creato una serie di saldatrici per la saldatura ad arco manuale utilizzando un sistema operativo a risonanza: Handy-190, Handy-200, X-350 Storm (Fig. 2).

Attualmente, le macchine per la saldatura semiautomatica e automatica sono progettate sulla base di questa tecnologia (Fig. 3).

Tali apparecchiature presentano numerosi vantaggi tecnologici:

• caratteristica di corrente-tensione esterna quasi “ideale” della fonte di alimentazione, un arco più elastico e morbido grazie alla struttura di controllo risonante;
• accensione affidabile e saldatura confortevole per tutti i tipi di elettrodi;
• efficienza significativamente più elevata (minore consumo energetico);
• la possibilità di un controllo più preciso del trasferimento delle goccioline grazie alla risposta istantanea (1,5 MHz) del circuito di controllo ai disturbi esterni (archi) e, di conseguenza, una significativa riduzione degli spruzzi, combustione stabile dell'arco di saldatura in tutte le posizioni spaziali .

Riso. 1. Oscillogrammi che mostrano la differenza tra la modalità PWM (a sinistra) e la modalità risonante (a destra). Con PWM, le perdite di commutazione si verificano a causa del flusso simultaneo di corrente attraverso l'interruttore e della presenza di tensione ai suoi capi.

Si noti che questa situazione non esiste nella modalità operativa risonante, che utilizza la modulazione di frequenza (FM) per stabilizzare la tensione.

Riso. 2. Handy-190Micor

Riso. 3. Circuito base di un convertitore risonante

Questa sorgente ad alta tensione è stata realizzata molto tempo fa, ma l'ho trovata sullo scaffale e ho deciso di descriverla. Questo è praticamente un normale mezzo ponte (nella loro rete mucchio enorme) su IR2153 ad eccezione di alcuni punti.

Innanzitutto il trasformatore di linea qui funziona a una frequenza di risonanza, il che significa che produce una tensione molto elevata. Per evitare la rottura del rivestimento, non deve essere acceso senza carico! Penso che dobbiamo creare uno scaricatore protettivo.

In secondo luogo, i transistor "pesanti" (stw29nk50, ce n'erano di questi) che sono abbastanza insoliti per tali circuiti vengono utilizzati a una frequenza sufficientemente elevata - circa 120 kHz. Per consentire all'IR2153 di controllarli, vengono introdotti dei buffer. E in generale, IR2153 viene scaricato il più possibile. La stabilizzazione della tensione è esterna, anche i buffer sono esterni. La vita di Mikruha si è trasformata in una fiaba)

In terzo luogo, l'IR2153 si alimenta automaticamente dopo l'avvio. Il riscaldamento del resistore R4 è notevolmente ridotto e può fornire più corrente ai gate. Un altro vantaggio di questo approccio è che se le uscite della sorgente vengono cortocircuitate per un lungo periodo, l'alimentazione di ir2153 scende al di sotto della soglia di risposta UVLO, si spegne e viene periodicamente accesa dal resistore di rete. Pertanto, la probabilità di rimozione dal cortocircuito è approssimativamente zero.

Schema (cliccabile)

Il numero di spire nel primario è 45, nell'avvolgimento dell'alimentatore IR – 4.

I transistor sono posizionati sopra il radiatore.

Circuito assemblato

Il rivestimento stesso non voleva adattarsi al corpo, quindi ho dovuto limare un po' il corpo e, per farlo sembrare carino, ho realizzato un berretto rosso con un grande punto esclamativo che non avevo abbastanza talento per disegnare un fulmine))

Consumo energetico: 120 W, cortocircuito. Può sopportare carichi senza problemi.

video

Mio fratello sembra essersi abituato al fatto che gli porto via la macchina fotografica per fotografare i miei lavori. Pertanto, eccolo qui:

Perché l'arco è così morto? Quando appare, il semiponte va fuori risonanza e, a causa di ciò, la potenza in uscita diminuisce. La potenza può sempre essere aumentata abbassando la frequenza operativa e riducendo il numero di giri. Fortunatamente, i transistor ti consentono di farlo.

L'essenza dell'invenzione: in un alimentatore risonante contenente un raddrizzatore, condensatori di fase collegati sul lato CA e un'induttanza collegata all'uscita del raddrizzatore, i condensatori di fase sono collegati in serie con i corrispondenti ingressi del raddrizzatore unità. 3 malato.

L'invenzione riguarda l'ingegneria elettrica, in particolare i dispositivi per alimentare una scarica ad arco. Attualmente è stato sviluppato un numero significativo di progetti di generatori per saldatura e archi al plasma, che differiscono tra loro sia nella progettazione del circuito che nel principio di funzionamento. Per alimentare una scarica ad arco, vengono spesso utilizzate sorgenti con caratteristiche di caduta ripida o verticali (sorgenti di corrente). In termini di soluzioni circuitali, sono diventate prevalentemente diffuse sorgenti con induttanze di saturazione, sorgenti su dispositivi controllati e sorgenti parametriche (A. V. Donskoy, V. S. Klubnikin. Processi e installazioni elettroplasma nell'ingegneria meccanica. L. Ingegneria meccanica, 1979, 164 pp.). Le installazioni ad arco con induttanze di saturazione si sono diffuse grazie alla loro semplicità e affidabilità di funzionamento. La caratteristica esterna si forma smagnetizzando le induttanze di saturazione. Le installazioni elettriche ad arco su dispositivi controllati rappresentano molto spesso fonti di alimentazione su valvole a tiristori controllate. La corrente operativa di tali sorgenti è determinata dall'angolo di accensione della valvola, il che porta alla necessità di installare induttanze di livellamento nel circuito CC. Gli svantaggi degli alimentatori basati su valvole a semiconduttore controllate dall'angolo di apertura includono l'inerzia dovuta al funzionamento sincrono delle valvole controllate con la tensione di alimentazione, una diminuzione del fattore di potenza, un'ondulazione significativa e l'impatto sulla rete di alimentazione, soprattutto a bassi carichi. Con una regolamentazione approfondita, queste carenze possono portare all'interruzione del processo tecnologico e alla combustione dell'arco instabile (A. V. Donskoy, V. S. Klubnikin. Processi e installazioni di elettroplasma nell'ingegneria meccanica. L. Ingegneria meccanica, 1979, 168 pp.). Gli alimentatori parametrici a scarica ad arco sono costruiti su elementi induttivi-capacitivi passivi. Come hanno dimostrato gli studi, l'introduzione di elementi reattivi nel circuito, pur riducendo leggermente l'efficienza dell'installazione, fornisce una buona stabilizzazione della corrente, un elevato fattore di potenza e una debole influenza della fonte di alimentazione sulla forma della tensione della rete di alimentazione. Il tipo di sorgenti in esame può essere ampiamente utilizzato negli impianti ad arco elettrico (B. E. Paton et al. Processi al plasma in metallurgia e tecnologia dei materiali inorganici. M. Nauka, 1973, 244 pp.). I principali svantaggi di tali installazioni includono la complessità della regolazione, che può essere effettuata in tre modi: un cambiamento graduale della tensione di alimentazione, progettata per la piena potenza, che è accettabile solo per installazioni a bassa potenza; il cambiamento sincrono nell'induttanza e nella capacità degli elementi reattivi, che è difficile da implementare tecnicamente, e lo squilibrio delle reattanze induttive e capacitive peggiora drasticamente le proprietà stabilizzanti del circuito; variando il rapporto di trasformazione del trasformatore di potenza, ad esempio variando il numero di spire (A. V. Donskoy, V. S. Klubnikin, Processi e installazioni dell'elettroplasma nell'ingegneria meccanica. L. Ingegneria Meccanica, 1979, 170 pp.). È nota una sorgente di corrente continua che contiene un trasformatore avente un avvolgimento primario e almeno un avvolgimento secondario, l'avvolgimento primario essendo collegato ad una sorgente di corrente alternata, un sistema di condensatori collegati in parallelo all'avvolgimento secondario. La reattanza capacitiva del sistema di condensatori è uguale alla reattanza induttiva dell'avvolgimento secondario. Questo crea un circuito risonante induttivo-capacitivo. Uno speciale dispositivo converte il segnale in uscita dal circuito in uno costante (brevetto USA N 4580029, classe B 23K 9/00). La Figura 1 mostra un diagramma schematico di una fonte di alimentazione nota. La sorgente, collegata alla rete di alimentazione tramite un trasformatore T, contiene un avvolgimento secondario L 2, un sistema di condensatori C, un raddrizzatore B, un'induttanza L, un carico R. La formazione di una caratteristica I-V di caduta di un dispositivo noto è effettuato deviando un sistema di condensatori Con un valore variabile della resistenza di carico e a R 0 la capacità del circuito è assente, la condizione di risonanza è violata, la resistenza totale del circuito aumenta e limita l'entità della corrente di cortocircuito . Un aumento della resistenza di carico porta ad un aumento della corrente di ricarica dei condensatori e ad un corrispondente aumento della tensione. Una condizione necessaria per l'operatività del dispositivo noto è l'uguaglianza delle resistenze induttive e capacitive del circuito oscillatorio. È noto però che, a parità di resistenza induttiva e capacitiva, la corrente nel circuito è determinata solo dalla resistenza attiva totale del circuito e può raggiungere valori significativi. In particolare, ciò dovrebbe essere espresso in un aumento del valore della corrente a vuoto. La caratteristica successiva del dispositivo noto è la ridotta efficienza dell'alimentatore, poiché parallelamente alla corrente prelevata dal dispositivo raddrizzatore c'è una corrente di ricarica del sistema di condensatori C e corrispondenti perdite di energia. L'induttanza L ha ovviamente lo scopo di appianare le increspature, perché per il circuito trifase del dispositivo noto non è prevista l'induttanza L 1. Lo scopo della presente invenzione è quello di semplificare il circuito e migliorare l'efficienza operativa. Questo obiettivo è raggiunto dal fatto che in un alimentatore risonante contenente un raddrizzatore, condensatori di fase collegati sul lato CA e un'induttanza collegata all'ingresso del raddrizzatore, i condensatori di fase sono collegati in serie con i corrispondenti ingressi di l'unità raddrizzatore. La fonte di alimentazione proposta (per l'opzione di alimentazione monofase) è mostrata in Fig. 2 e contiene un condensatore C, un blocco raddrizzatore B, un'induttanza L, un carico R (arco d'arco). Il funzionamento del dispositivo proposto si basa sull'interazione della tensione ai capi della reattanza capacitiva del condensatore C e della tensione ai capi dell'induttanza L, inserita in corrente continua, effettuata mediante un elemento di commutazione B, che converte la corrente alternata in corrente continua. Quando l'arco traferro viene cortocircuitato, nel circuito viene stabilito il valore massimo di corrente. In questo caso l'induttanza collegata tramite corrente continua è un'induttanza di livellamento. L'ondulazione della corrente raddrizzata è insignificante; la resistenza dell'induttore è determinata principalmente dalla resistenza attiva dell'avvolgimento. Pertanto, la caduta di tensione sull'induttore è insignificante e la caduta di tensione principale si verifica sul condensatore C, la cui resistenza determina la corrente di cortocircuito. Quando si forma un arco traferro, la resistenza attiva del circuito aumenta notevolmente, riducendo la corrente dell'induttore. Poiché la quantità di ondulazione sull'induttore dipende inversamente dal rapporto /L/R, dove si trova la frequenza ciclica, L induttanza, R resistenza al carico (I. I. Belopolsky. Alimentatori per dispositivi radio. M. Energia, 1971, 92 pp. ), allora un aumento della resistenza porta ad un aumento del ripple, cioè ad una componente alternata nella tensione applicata all'induttore. Una diminuzione della corrente con un aumento dell'arco traferro porta ad una diminuzione della tensione sul condensatore, poiché U c X c I, dove U c è la tensione ai capi della capacità, X c è la reattanza di capacità, I è la corrente attraverso il condensatore. A causa del fatto che le tensioni attraverso l'induttanza e la capacità sono sfasate, la reattanza complessiva del circuito diminuisce. Pertanto, un aumento della resistenza con un aumento dell'arco traferro porta ad una diminuzione della reattanza e ad un aumento della tensione ai capi di quest'ultima. Nella fig. La Figura 3 mostra i diagrammi temporali del funzionamento della fonte di alimentazione, dove i R è la curva della corrente di carico, i 1, i 2 sono le curve della corrente del raddrizzatore, U R la tensione di carico, U L la tensione dell'induttanza, U c la tensione del condensatore e Curve di corrente dei condensatori. Per una rete di alimentazione trifase il principio di funzionamento è simile. Una caratteristica distintiva della sorgente della soluzione circuitale proposta è la capacità di funzionare senza trasformatore, mentre il dispositivo converte una caratteristica rigida di corrente-tensione del circuito in una caratteristica a forte caduta senza il pericolo di un cortocircuito e limita il consumo di energia a seconda sulle condizioni di combustione dello scarico. Nel circuito proposto non è presente un circuito oscillatorio per l'alimentazione in corrente alternata e la corrente che scorre attraverso il blocco di condensatori C corrisponde alla corrente operativa della fonte di alimentazione. Come hanno dimostrato gli studi pratici del dispositivo proposto, la tensione attraverso l'arco traferro aumenta all'aumentare della sua lunghezza e la potenza elettrica cambia più volte a causa della ridistribuzione delle tensioni sugli elementi reattivi della fonte di energia. Gli studi sono stati effettuati nel range di corrente da 5 a 100 A, tensione a vuoto 220 V. Il funzionamento della sorgente è caratterizzato da un'elevata stabilità della scarica dell'arco, l'efficienza raggiunta è superiore all'80% Se è necessario cambiare il tensione operativa, è consentito utilizzare, a differenza del dispositivo noto, un trasformatore senza perdite, che aumenta l'efficienza operativa della fonte di alimentazione.

Reclamo

Una fonte di energia risonante con una caratteristica esterna ripida, contenente un'unità raddrizzatore, condensatori di fase collegati sul lato CA e un'induttanza collegata all'uscita dell'unità raddrizzatore, caratterizzata dal fatto che i condensatori di fase sono collegati in serie con i corrispondenti ingressi di l'unità raddrizzatore.

Questo articolo è stato preparato sulla base dei materiali inviati da Aleksandr Germanovich Semenov, direttore dell'impresa scientifica e produttiva russo-moldava "Elkon", Chisinau. Alla preparazione dell'articolo ha partecipato anche l'ingegnere capo dell'impresa Alexander Anatolyevich Penin. Aleksandr Germanovich scrive:
"Specializzati nel campo degli alimentatori, siamo riusciti a creare un metodo per costruire convertitori risonanti con regolazione profonda dei parametri di uscita, che differisce da quelli conosciuti finora. Per questo metodo è stato ottenuto un brevetto internazionale. I vantaggi del metodo sono i principali pienamente manifestato quando si costruiscono sorgenti potenti - da 500 a decine di kilowatt - il convertitore non richiede circuiti di protezione rapidi contro i cortocircuiti in uscita poiché non vi è praticamente alcuna interruzione della corrente di commutazione in nessuna modalità viene eliminata anche la corrente passante Poiché il convertitore è fisicamente (senza retroazione) una sorgente di corrente, è possibile trasferirlo all'uscita del convertitore il condensatore di filtro del raddrizzatore della rete, il che ha permesso di ottenere un fattore di potenza 0,92-0,96 a seconda del carico. La frequenza del circuito risonante non cambia e ciò consente di filtrare efficacemente la radiazione del convertitore in tutte le direzioni. L'implementazione pratica viene eseguita sotto forma di fonti di corrente per - stazioni di protezione catodica del marchio Elkon. Potenza 600, 1500, 3000 e 5000 watt. L'efficienza in modalità nominale è al livello di 0,93-095. SKZ ha superato i test di certificazione presso la NPO "VZLET". C'è un'implementazione lenta e prolungata. Tutto ciò conferma la fattibilità dell’idea. Tuttavia, mi sembra che per raggiungere il successo commerciale sia necessario rendere popolare l'idea per attirare l'attenzione su di essa."
Beh, è ​​sempre un piacere aiutare i colleghi, soprattutto perché l’idea alla base dei prodotti Elcon è nuova.

Attualmente, i dispositivi elettronici di potenza e i dispositivi sviluppati per uso professionale vengono attivamente ottimizzati secondo criteri quali peso, dimensioni, efficienza, affidabilità e costo. Questi requisiti stanno diventando sempre più rigorosi, ovvero il cliente desidera avere un dispositivo con dimensioni e peso minimi e allo stesso tempo con alta efficienza, alta affidabilità e basso costo.

Per migliorare le proprietà di consumo dei prodotti, è necessario ricorrere a misure ben note: aumentare le frequenze operative della conversione, ridurre le perdite di potenza sugli elementi di potenza, ridurre o eliminare i sovraccarichi dinamici nella parte di potenza del circuito. Spesso queste misure si contraddicono a vicenda e, per ottenere determinati risultati, lo sviluppatore scende a compromessi, a volte molto difficili. Pertanto, un'ulteriore ottimizzazione dei parametri della tecnologia dei convertitori è possibile solo passando a nuovi principi per la costruzione di questi dispositivi.

Per comprendere in che modo il metodo di regolazione della tensione offerto da Elcon è fondamentalmente diverso e quali novità consistono in esso, parliamo innanzitutto della progettazione tradizionale dei regolatori. I convertitori DC-DC (convertitori DC/DC), che rappresentano una classe significativa di dispositivi nel campo dell'elettronica di potenza, sono tradizionalmente costruiti secondo il seguente schema: il collegamento primario converte la tensione DC in tensione alternata ad alta frequenza; il collegamento secondario converte la tensione alternata in tensione continua. Il convertitore solitamente contiene un regolatore che controlla la tensione CC in uscita o la mantiene al livello richiesto.

La conversione ad alta frequenza può essere effettuata utilizzando vari circuiti, ma se parliamo di circuiti push-pull, allora possiamo nominare due tipi: circuiti con una forma rettangolare della corrente dell'interruttore di alimentazione e quelli risonanti con un circuito sinusoidale (o quasi sinusoidale ) forma della corrente di commutazione.

L'efficienza operativa dei convertitori è in gran parte determinata dalle perdite di commutazione dinamiche sugli elementi di potenza quando si commutano i valori della corrente operativa. L'esperienza nello sviluppo di convertitori con una potenza superiore a 100 W dimostra che è possibile ridurre queste perdite principalmente attraverso l'uso di elementi di commutazione (transistor) con tempi di commutazione bassi e formando la traiettoria di commutazione corretta. L'attuale base degli elementi, ovviamente, ha caratteristiche dinamiche piuttosto elevate, ma, tuttavia, sono ancora lungi dall'essere ideali. Pertanto, i limiti tecnologici spesso portano a sovratensioni significative sugli elementi del circuito di potenza, il che significa che l'affidabilità complessiva del convertitore è ridotta.

La formazione del percorso di commutazione corretto è un compito importante, che può anche ridurre significativamente le sovratensioni di commutazione. Questo metodo fornisce la cosiddetta commutazione "soft" ridistribuendo l'energia tra la parte di potenza effettiva dell'elemento di commutazione (interruttore a transistor) e l'elemento di formazione. La riduzione delle perdite avviene grazie alla restituzione dell'energia accumulata. Ricordiamo che noti rappresentanti degli elementi formanti sono tutti i tipi di circuiti RCD, resistori di smorzamento, smorzatori, ecc.

La pratica di sviluppare convertitori reali mostra che quando si crea un dispositivo con una potenza nominale di centinaia o migliaia di watt, bisogna letteralmente "dare" per ogni watt di potenza effettiva, per ridurre al massimo le perdite di calore, che riducono il consumo complessivo efficienza del convertitore.

Un altro problema riguarda la necessità di protezione ad alta velocità contro i cortocircuiti (cortocircuiti) nel carico. Il problema è principalmente che una protezione troppo veloce diventa troppo suscettibile ai falsi allarmi, facendo intervenire il convertitore anche quando non c'è pericolo per esso. Una protezione troppo lenta è resistente ai falsi allarmi, ma è improbabile che protegga il dispositivo. Ci vuole molto impegno per progettare una protezione ottimale.

In relazione a quanto sopra, il classico convertitore ad alta frequenza non soddisfa del tutto i moderni requisiti della tecnologia di conversione di potenza. È necessario trovare nuovi modi per costruire questi dispositivi.

Recentemente, gli ingegneri hanno prestato attenzione ai convertitori risonanti come dispositivi con grandi potenzialità. Nei convertitori risonanti, le perdite dinamiche sono fondamentalmente inferiori, creano molte meno interferenze, poiché la commutazione non avviene con bordi diritti ricchi di armoniche, ma con una forma del segnale uniforme, vicina alla sinusoidale. I convertitori risonanti sono più affidabili; non richiedono una protezione rapida contro i cortocircuiti (cortocircuiti) nel carico, poiché la corrente di cortocircuito è naturalmente limitata. È vero, a causa della forma sinusoidale della corrente, le perdite statiche negli elementi di potenza aumentano leggermente, ma poiché i convertitori risonanti non sono così esigenti per la dinamica di commutazione degli elementi di potenza, è possibile utilizzare transistor IGBT di classe standard, in cui la tensione di saturazione è inferiore a quello dei transistor IGBT a velocità di curvatura. Si può pensare anche ai transistor SIT e anche a quelli bipolari, anche se, secondo l'autore del sito, è meglio non ricordare questi ultimi in questo contesto.

Dal punto di vista della costruzione di un circuito di potenza, i convertitori risonanti sono semplici e affidabili. Tuttavia, finora non sono riusciti a sostituire i tradizionali convertitori a ponte intero e mezzo ponte a causa di problemi fondamentali con la regolazione della tensione di uscita. I convertitori convenzionali utilizzano il principio di controllo basato sulla modulazione di larghezza di impulso (PWM) e qui non ci sono difficoltà. Nei convertitori risonanti, l'uso del PWM e di altri metodi speciali (ad esempio la regolazione della frequenza modificando la frequenza di commutazione) porta ad un aumento delle perdite dinamiche, che in alcuni casi diventano paragonabili o addirittura superano le perdite nei convertitori classici. L'uso di circuiti formatori si giustifica in un intervallo di frequenza limitato e con una profondità di regolazione molto ridotta. Esiste un metodo leggermente più efficace, basato su una riduzione significativa della frequenza di commutazione, che porta ad una diminuzione della corrente di carico media e quindi della potenza di uscita. Ma questo metodo di regolazione della frequenza può anche essere definito un compromesso e quindi non soddisfa sufficientemente i requisiti moderni.

Eppure, i convertitori risonanti si sono rivelati così allettanti che sono stati inventati molti altri modi per aumentarne l'efficienza e la profondità di regolamentazione. Purtroppo, anche queste idee si sono rivelate insufficientemente efficaci. L'utilizzo di un regolatore di impulsi aggiuntivo installato in uscita comporta la necessità di utilizzare un altro collegamento di conversione e quindi riduce l'efficienza. Il design con spire di commutazione del trasformatore complica nuovamente in modo significativo il convertitore, ne aumenta i costi e ne rende impossibile l'utilizzo nelle aree di consumo.

Da quanto sopra si può concludere che il problema principale che impedisce l'uso diffuso dei convertitori risonanti risiede nella creazione di un metodo efficace per la regolazione profonda della tensione di uscita. Se questo problema verrà risolto, sarà possibile migliorare significativamente le caratteristiche dei dispositivi elettronici di potenza e la loro ulteriore distribuzione in aree di applicazione già sviluppate e nuove della tecnologia dei convertitori.

Gli specialisti di Elkon hanno compiuto progressi significativi nella ricerca sui metodi di controllo riducendo la frequenza di commutazione. È stato preso come base questo metodo, poiché conserva il vantaggio principale del circuito risonante: la commutazione a corrente zero. Lo studio dei processi che si verificano in un convertitore risonante convenzionale ha permesso di perfezionarne il circuito e di trovare un meccanismo di controllo più efficace su un'ampia gamma di carichi e una gamma di frequenze accettabile, che ha costituito la base di un brevetto internazionale. Inoltre, è stato possibile ottenere la stessa ampiezza delle correnti dei transistor di potenza sia in modalità di carico nominale che in modalità di cortocircuito, l'assenza di correnti passanti attraverso i transistor di potenza anche alla massima frequenza di commutazione e una caratteristica di carico "morbida" ( molto migliore di quello di un convertitore risonante convenzionale).

Il circuito completo del convertitore risonante modernizzato è oggetto del know-how di Elcon, tuttavia, affinché il lettore possa capire quale sia il miglioramento, di seguito vengono fornite le informazioni dal brevetto "Metodo per la conversione della tensione CC risonante controllata".

L'invenzione è destinata alla realizzazione di convertitori di tensione risonante a transistor ad alta frequenza regolabili potenti, economici ed efficienti per varie applicazioni. Questi possono essere convertitori di saldatura, impianti di riscaldamento a induzione, dispositivi di trasmissione radio e altro ancora.

Esiste un prototipo di un convertitore di tensione risonante regolabile pubblicato in. Nel prototipo: viene creata un'oscillazione con il proprio periodo To e il periodo di commutazione degli interruttori di potenza Tk; I dispositivi di accumulo di energia capacitivi e induttivi vengono utilizzati con consumo da una fonte di tensione costante e trasferimento di parte dell'energia al carico con un raddrizzatore; La regolazione della tensione viene effettuata per desintonizzazione dalla risonanza con un periodo di oscillazioni naturali To della frequenza di commutazione Tk, vicino a To.

Come accennato in precedenza, la desintonizzazione porta ad un aumento significativo delle perdite dinamiche e generalmente riduce l'affidabilità del convertitore, poiché la desintonizzazione perde il vantaggio principale di un convertitore risonante: la commutazione a correnti zero. Tutto ciò porta al fatto che è consigliabile utilizzare il metodo solo nei convertitori a bassa potenza.

Esiste un prototipo più vicino, pubblicato nell'opera. Anche questo prototipo crea un'oscillazione con il proprio periodo To e il periodo di commutazione dei tasti Tk, ma Tk>To; I dispositivi di accumulo di energia capacitivi e induttivi vengono utilizzati con consumo da una fonte di tensione costante e trasferimento di parte dell'energia al carico con un raddrizzatore; la tensione di uscita viene regolata modificando il periodo di commutazione Tk. In questo caso però l'energia in eccesso dell'accumulatore capacitivo viene restituita alla fonte di energia attraverso la scarica dell'accumulatore capacitivo attraverso il carico e la parte anteriore degli impulsi di corrente degli interruttori di potenza viene limitata mediante ulteriori accumulatori induttivi. Questo metodo conserva il vantaggio principale di un convertitore risonante: la capacità di commutare gli interruttori di potenza a corrente zero.

Sfortunatamente, questo prototipo presenta anche una serie di difetti. Uno degli svantaggi fondamentali è l'aumento della corrente degli interruttori in caso di sovraccarico o cortocircuito nel circuito di carico alla frequenza nominale o massima. Poiché in questo caso gli elementi induttivi immagazzinano una grande quantità di energia, questa non ha il tempo di ritornare completamente alla fonte di alimentazione in un breve periodo (Tk-To)/2. Un altro inconveniente è l'interruzione forzata della corrente attraverso gli interruttori nonostante il fronte di commutazione sia impostato. Qui è necessaria una protezione complessa degli elementi chiave, che restringe la gamma complessiva di regolazione della tensione, con conseguente restringimento del campo di applicazione del convertitore.

Il dispositivo con cui questo metodo può essere implementato è un convenzionale convertitore a semiponte risonante con un partitore di tensione capacitivo (immagazzinamento capacitivo) e un accumulo induttivo, collegato con un carico tra il rack di transistor a semiponte e il terminale centrale del divisore capacitivo . Ulteriori accumulatori induttivi sono inclusi nei rami o nei circuiti di ciascun elemento chiave.

Il dispositivo proposto da Elcon risolve il problema di fornire un'ampia gamma di regolazione della tensione di carico e, quindi, amplia la portata della sua applicazione. Nel nuovo metodo si possono trovare alcune analogie con i prototipi e: si creano oscillazioni con un periodo naturale To e un periodo di commutazione Tk, con Tk>To si utilizza anche un dispositivo di accumulo capacitivo e induttivo con consumo da una sorgente di tensione costante e parte dell'energia viene trasferita al carico con un raddrizzatore, viene effettuato anche il ritorno dell'energia in eccesso dal dispositivo di accumulo capacitivo alla sorgente, la regolazione della tensione viene effettuata modificando Tk. La novità del metodo sta nel fatto che contemporaneamente alle prime oscillazioni si creano seconde oscillazioni con periodo To e periodo di commutazione Tk, utilizzando lo stesso accumulo capacitivo e un secondo accumulo induttivo, consumando energia dall'accumulo capacitivo e trasferendo energia al carico con un raddrizzatore.

La caratteristica principale del metodo proposto è il flusso simultaneo di correnti della prima e della seconda oscillazione attraverso gli elementi chiave in modo tale che la corrente totale che li attraversa non subisca interruzioni, il che consente di restituire l'energia dei dispositivi di accumulo induttivi alla massima frequenza anche in caso di cortocircuito. Allo stesso tempo, l’ampiezza attuale degli elementi chiave rimane al livello dei valori nominali. Questo metodo "funziona" sull'intero intervallo di periodi di commutazione Tk, risolvendo con successo il problema di un convertitore risonante.

Il dispositivo mostrato in Figura 1, contiene un generatore di impulsi master controllato (1), le cui uscite sono collegate alle porte dei transistor (2) e (3), formando un rack a semiponte (braccio a semiponte). Il punto di connessione comune dei transistor (2) e (3) attraverso un accumulo capacitivo (condensatore risonante), indicato (5), è collegato a uno dei terminali del carico del trasformatore-raddrizzatore (6). Gli accumulatori induttivi (induttanze risonanti), designati (7) e (8), sono collegati in serie. Il loro punto di connessione comune è collegato ad un altro terminale di carico (6). La sorgente di tensione di alimentazione (9) è collegata ai terminali inferiori dell'induttore (7) e all'emettitore del transistor (2). Il terminale superiore dell'induttore (8) è collegato al collettore del transistor (3).

SU figura 2 vengono mostrati i grafici che mostrano il funzionamento di questo convertitore risonante. L'oscillatore principale (1) produce impulsi di controllo parafase mostrati in Fig.2 a-b, durata To/2 e periodo di commutazione regolabile Tk, che a loro volta aprono i transistor (2) e (3). Nella modalità operativa stazionaria del convertitore, al momento t1 viene applicato un impulso di controllo al transistor (2) e un impulso di corrente sinusoidale I1 inizia a fluire attraverso di esso, mostrato in Figura 2c, - le cosiddette “prime vibrazioni”. Allo stesso tempo, la corrente I2 continua a fluire attraverso il diodo antiparallelo (opposto) (4) del transistor (3) - le "seconde oscillazioni".

figura 3 Il primo ciclo del circuito

SU Figura 3 viene mostrato il primo ciclo di funzionamento del circuito, riflettendone il comportamento nell’intervallo (t1…t2). Condensatore risonante (5) con tensione U5, il cui grafico è mostrato in Fig.2 d., viene ricaricato attraverso un carico trasformatore-raddrizzatore (6), comprendente un trasformatore (6.1), un raddrizzatore (6.2) e il carico stesso (6.3). La prima strozzatura risonante (7) immagazzina energia. Contemporaneamente, il condensatore risonante (5) viene scaricato attraverso la seconda induttanza risonante (8) con una tensione U8, il cui grafico è mostrato in Fig.2 d. L'induttore (8) immagazzina energia secondo la polarità mostrata nel grafico.

figura 4 Il secondo ciclo del circuito

SU Figura 4 viene mostrato il secondo ciclo di funzionamento del circuito, riflettendo il suo comportamento nell’intervallo (t2…t3). Il condensatore risonante (5) continua ad essere ricaricato attraverso il carico del trasformatore-raddrizzatore (6) e la prima induttanza risonante (7). Inoltre il condensatore risonante (5) viene ricaricato attraverso la seconda induttanza risonante (8), che rilascia già energia secondo la polarità specificata.

Figura 5 Il terzo ciclo del circuito

SU Figura 5 viene mostrato il terzo ciclo di funzionamento del circuito, riflettendo il suo comportamento nell’intervallo (t3…t4). Il condensatore risonante (5) continua a caricarsi attraverso il carico del trasformatore-raddrizzatore (6) e la prima induttanza risonante (7) con la tensione U7 mostrata nel grafico Fig.2 e. Allo stesso tempo il condensatore risonante (5) viene già caricato dal secondo induttore risonante (8), che continua a rilasciare energia secondo la polarità specificata.

Figura 6 Il quarto ciclo del circuito

SU Figura 6 viene mostrato il quarto ciclo di funzionamento del circuito, riflettendo il suo comportamento nell’intervallo (t4…t5). Il condensatore risonante (5) continua a caricarsi attraverso il carico trasformatore-raddrizzatore (6) e il primo induttore risonante (7), che già rilascia energia secondo la polarità indicata in figura. Allo stesso tempo, il condensatore risonante (5) continua ad essere caricato dal secondo induttore risonante (8).

SU Figura 8 viene mostrato il sesto ciclo di clock del circuito, che riflette il suo comportamento nell'intervallo (t6...t7). Il condensatore risonante (5) trasferisce già energia attraverso il carico del trasformatore-raddrizzatore (6) e il primo induttore risonante (7) alla fonte di alimentazione (9). L'attuale I1 cambia direzione.

figura 9 Il settimo ciclo del circuito

SU Figura 9 viene mostrato il settimo ciclo di clock del circuito, riflettendo il suo comportamento nell'intervallo (t7...t8). L'impulso di controllo viene fornito al transistor (3) e un impulso di corrente sinusoidale I2 inizia a fluire di conseguenza Figura 2c, attraverso questo transistor (“seconda oscillazione”). La corrente I1 continua a fluire anche attraverso il diodo antiparallelo (10) del transistor (2) - la "prima oscillazione". Il condensatore risonante (5) fornisce energia attraverso il carico del trasformatore-raddrizzatore (6) e il primo induttore risonante (7) alla sorgente di tensione di alimentazione (9) e al secondo induttore risonante (8).

SU Figura 11 viene mostrato il nono ciclo di funzionamento del circuito, riflettendo il suo comportamento nell’intervallo (t9…t10). Tutti i dispositivi di accumulo cedono la loro energia.

SU Figura 13 viene mostrato il ciclo finale di funzionamento del circuito, riflettendone il comportamento nell’intervallo (t11…t1). Il condensatore risonante (5) viene scaricato, quindi i processi vengono ripetuti.

Nota: nell'intervallo di tempo t6-t7 l'energia viene restituita alla fonte, poiché la corrente I1 cambia direzione. L'ampiezza negativa della corrente I1 è determinata dal carico del convertitore. Questo fatto determina gli ulteriori vantaggi del metodo: l'ampiezza della corrente attraverso gli interruttori non aumenta finché non si verifica un cortocircuito nel carico. Inoltre, il problema delle correnti passanti è completamente assente, il che semplifica e rende affidabile il controllo dei transistor. Viene meno anche il problema di realizzare protezioni rapide per evitare la modalità cortocircuito.

Questa idea è stata la base per i prototipi e per i prodotti di serie che Elcon attualmente produce. Ad esempio, un convertitore di tensione con una potenza di 1,8 kW, progettato per una stazione di protezione catodica per condotte sotterranee, riceve energia da una rete CA monofase di 220 V 50 Hz. Utilizza transistor di potenza IGBT della classe ultraveloce IRG4PC30UD con un diodo opposto incorporato, la capacità del condensatore risonante (5) è 0,15 μF, l'induttanza delle induttanze risonanti (7) e (8) è 25 μH ciascuna . Il periodo di oscillazione naturale To è 12 μs, il rapporto di trasformazione del trasformatore (6.1) è 0,5, che determina il campo di carico nominale (0,8…2,0) Ohm. Per un valore minimo del periodo di commutazione Tk pari a 13 μs (con una frequenza di commutazione fk pari a 77 kHz) e un carico di 1 Ohm, le ampiezze delle correnti I1 e I2 sono rispettivamente più 29 A e meno 7 A Per un carico di 0,5 Ohm, le ampiezze delle correnti I1 e I2 erano rispettivamente più 29 A e meno 14 A. In caso di cortocircuito questi valori sono più 29 A e meno 21 A, la media la corrente attraverso il carico è 50 A, ovvero si manifesta l'effetto di limitazione della corrente di cortocircuito.

SU Figura 14 mostra la famiglia delle caratteristiche di regolazione del convertitore. È importante notare che nell'intero intervallo di frequenze di commutazione gli impulsi di commutazione vengono applicati con corrente zero. Questi risultati sono stati ottenuti nel sistema di modellazione di circuiti OrCAD 9.1 e poi testati su un prototipo in scala reale.

Per confronto, su Figura 15 viene presentata una famiglia di caratteristiche di regolazione di un convertitore risonante classico simile in potenza. Il periodo di commutazione minimo Tk aumenta a causa della presenza di correnti passanti ed è di 14 μs (con una frequenza di commutazione fk pari a 72 kHz). Per questa frequenza nominale viene eseguita la modalità di commutazione a corrente zero. Per una resistenza di carico di 1 Ohm l'ampiezza della corrente di carico è di 30 A; per una resistenza di 0,5 Ohm l'ampiezza è già di 58 A; In caso di cortocircuito, l'ampiezza della corrente attraverso i transistor diventa superiore a 100 A e la commutazione dei transistor di potenza non avviene più a correnti zero e la corrente di carico media diventa superiore a 180 A. Pertanto, come affermato in precedenza, è necessaria una protezione rapida da cortocircuito per evitare incidenti.

La sezione di controllo “A” (linee sottili) caratterizza la modalità di commutazione non a corrente nulla. Di interesse pratico è la sezione di regolazione “B” quando la frequenza di commutazione è due o più volte inferiore a quella nominale. Si può notare che la profondità di regolazione in questo modo per un convertitore classico è significativamente inferiore rispetto al convertitore Elkon e la necessità di operare a una frequenza di commutazione inferiore peggiora la prestazione energetica specifica del convertitore classico. Il convertitore Elkon proposto ha caratteristiche di controllo praticamente accettabili e una gamma di variazioni nella frequenza di commutazione.

Tenendo conto della caratteristica del carico morbido, è possibile regolare la tensione di uscita a una frequenza fissa grazie alla regolazione di fase di due convertitori collegati in parallelo a tensione alternata. Questa opzione è stata testata su un prototipo da 1,2 kW. La tensione di uscita varia da zero al massimo.

I risultati ottenuti suggeriscono che i convertitori di tensione che utilizzano il nuovo metodo di conversione risonante troveranno una più ampia applicazione in tutte le aree di utilizzo dei convertitori convenzionali con regolazione PWM per decine di kW o più.

E ora: qualcosa sui prodotti di serie. L'impresa Elkon produce:
- stazioni di protezione catodica con potenza di 0,6, 1,5, 3,0 e 5,0 kW, con efficienza in modalità nominale non inferiore al 93%;
- sorgenti per saldatura ad arco manuale con potenza di 5,0 e 8,0 kW alimentate da una rete di 220 volt 50 Hz;
- sorgenti per saldatura ad arco manuale con potenza di 12 kW alimentate da rete trifase a 380 volt 50 Hz;
- fonti di riscaldamento per forgiatura di grezzi con potenza di 7,0 kW alimentate da rete a 220 volt 50 Hz;
- convertitori per una batteria solare ad alta tensione con una potenza di 5,0 kW con una tensione di ingresso da 200 a 650 V e una tensione di uscita di 400 V; Modulando la tensione di uscita del convertitore secondo una legge sinusoidale con frequenza di 100 Hz e successiva distribuzione di semionde, l'elettricità viene trasferita dalla batteria solare alla rete 220 volt 50 Hz.
I dipendenti dell’azienda sperano che questa idea ispiri anche i radioamatori esperti impegnati nella progettazione di apparecchiature di saldatura.

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